2002年2月,美國聯邦通信委員會( FCC)為超寬帶無線通信系統(tǒng)規(guī)劃了3.1 - 10.6GHz的頻譜資源,引起了全球性的研究熱潮。超寬帶技術具有低功耗、高數據傳輸速率、抗干擾性強等優(yōu)點。

超寬帶低噪聲放大器是超寬帶無線接收前端系統(tǒng)中的第一個模塊。它影響著整個系統(tǒng)的帶寬、噪聲、功耗等性能。本文設計的CMOS低噪聲放大器適用于工作頻段為 3～5GHz的超寬帶系統(tǒng)。文章從LNA結構的選取開始,然后進行電路分析與設計及仿真,最后對仿真結果進行分析和總結。

1　超寬帶LNA結構選取

傳統(tǒng)的寬帶LNA的設計中,常采用分布式和平衡放大器技術。此兩者為了獲得較好的寬頻特性和輸入匹配,需要消耗較大的直流功耗。因此,不適合應用于UWB系統(tǒng)。

目前,在超寬帶LNA設計中應用較多的是帶通濾波器輸入匹配結構和并聯電阻負反饋結構。

前者擁有較大的帶寬、平坦的增益和良好的噪聲性能。但需要在輸入端加入階數較高的帶通濾波器以展寬頻帶。后者通過引入電阻反饋回路,降低輸入端品質因子,從而擴展頻帶。本文以后者為基礎,采用噪聲消除技術優(yōu)化噪聲系數。圖1給出了所采用電路結構的示意圖。

圖 1中,電路的主放大部分是并聯負反饋Cas2code結構。C1、C2 和C3 為片內隔直電容, Rf 為反饋電阻, Cf 為反饋回路上的隔直電容。Lg 和L1 為窄帶LNA的輸入匹配網絡。M1 是共源結構,為主放大管,電路的噪聲系數和輸入匹配取決于該管。M2為共柵結構,主要作用是提供較大的反向隔離度和抑制M1 的密勒效應。L2、Rd 和Cd 采用并聯結構形成低Q值負載擴展輸出帶寬。M3 和M4 構成源極跟隨器,形成輸出級。M1、M2、M3、M4 共同構成前饋噪聲消除結構。圖1 中省略了偏置電路, Vbias_1、Vbias_2為偏置電壓。


圖1　低噪放電路結構示意圖

2　電路分析與設計

2. 1　寬帶輸入匹配分析

在 圖1中,除去輸出緩沖器M3 管。由于M1、M2 和L1 形成的電感退化結構將輸入電壓轉化為輸出電流,故可等效成跨導為Gm 的跨導級。由此可得主放大電路的小信號等效電路,如圖2所示。Gm級的等效可參見文獻[ 5 ]。這里將M2 看作理想電流傳輸器,忽略其二級效應, 以得到有意義的結論。

圖2中, Cgs1為M1 的柵源電容, Z4 ( s)為M4 前饋回路的輸入阻抗, L2、Rd 和Cd 組成負載阻抗。Gm1為M1 的跨導。對圖2中X 點的對地阻抗分析可知:



其中：



M4 前饋回路的輸入阻抗可表示為:



因此LNA的輸入阻抗表達式為:



由 于式(9)過于復雜,故用Matlab數值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數的條件下,得到圖3的計算結果?？梢娫?～5 GHz范圍內, Zin的實部非常接近50Ω,同時其虛部在4. 2 GHz附近等于0,而且Zin的幅值距離50Ω亦不遠。這說明電路完成了寬帶輸入匹配。窄帶LNA的設計可參見文獻[5 ],這里僅給出晶體管尺寸和Lg、L1 的取值:M1 =M2 =320μm /0. 18μm, Lg =2. 6 nH, L1 =0. 32 nH。



圖2　核心電路小信號等效電路圖



圖3　Zin的Matlab仿真結果

2. 2　增益分析

對圖2進行分析和推導,可得到主放大電路的增益Amain ( s)的表達式:



式中, Zinx ( s)是X 處的對地阻抗。為加大電路增益可采取增大等效跨導Gm ,加大負載阻抗ZL 等辦法。但Gm , ZL 等參數均與頻率有關,這些參數的變化會影響增益平坦度,所以設計時需折衷考慮。

為了進一步提高主放大電路的增益,在輸出緩沖器M3 的柵極前串聯電感L3, 其增益提升原理可用圖4 ( a)所示的放大器等效模型加以解釋。CLoad可以看作是M3 的輸入電容。圖4 ( b)為模型的小信號等效電路。分析小信號等效電路的增益有:



由式(12)和式( 13)可知, 電感L3 的引入達到了提高增益的目的。當L 與CLoad在ω2 處諧振時有:




圖4

寬帶LNA中的輸出負載需要采用低Q 值電路。

圖4 (c)為輸出負載,圖4 ( d)為輸出負載的等效電路,Cout為放大電路的輸出電容。負載Q值可表示為ωRp(Cp +Cout )。使L2 與(Cp +Cout )諧振在所需要的頻點(ω1 ) ,再選擇合理的Rp 值,使Q值滿足帶寬要求即可。

由式(14)和對輸出負載的分析知,電路增益將出現兩個峰值頻點即ω1 和ω2。因此合理選擇Cd 和L3 的值,可以獲得良好的增益平坦度。通過仿真, 選取L2 =4. 6 nH, Rd =575Ω, Cd =5. 4 pF, L3 =715 nH。

2. 3　噪聲抵消分析

分 析圖5 可知, Cascode結構的噪聲電流Ini流過反饋阻抗ZF ( s) 、電感Lg 和Rs ,在M1 的柵極和M2 的漏極分別產生兩個相位相近但幅度不同的噪聲電壓VZ, ni和VY, ni。如果通過反相放大器M4 將VZ, ni放大,通過同相放大器M3 將VY, ni放大后在輸出端疊加,就可以將Ini在輸出端產生的噪聲電壓Vout, ni減小,而輸入信號將被分別放大后疊加 。VZ, ni、VY, ni和Vout, ni由式(15) (16) (17)表示:



其中M3、M4 的增益為:



定義等效噪聲阻抗:





圖5　噪聲消除技術原理圖

由 于式(20)過于復雜,故用Matlab數值分析代替表達式分析。在仿真工藝和可行的電路參數的條件下,得到圖6的計算結果。如圖6所示, Rout, ni在高頻段的幅值較低,而且隨著L4 的增加Rout, ni的幅值逐漸減小。因此增加L4 可以改善LNA的高頻噪聲性能。兼顧噪聲抵消和輸出匹配的要求,通過仿真,選取L4 =616 nH, Rf = 1 kΩ, Cf = 0. 9 pF,M3 = 45μm /0. 18μm,M4 =90μm /0. 18μm。



圖6　Rout, ni的Matlab仿真結果

3　仿真結果

對 于本文設計的3 - 5 GHz超寬帶低噪聲放大器,采用SM IC 0. 18 - μm RF CMOS 工藝, 使用ADS2008進行仿真,電源電壓為1. 8 V,核心電路和輸出緩沖級分別消耗電流9 mA和2. 4 mA,電路總功耗約為20. 5 mW。如圖8所示,電路輸入輸出匹配良好,反向隔離度合格。圖7 中,“方格”標識的曲線為L3 = 0時的S21 ,“圓圈”標識的曲線為L4 =115 nH時的噪聲系數?？梢? L3 有效地增加了工作頻段內的增益,同時補償了高頻增益損失,使最大增益從15 dB提升至18 dB,這與本文式(12) 、式(13)和式(14)的分析是一致的。對比兩條噪聲系數曲線知,在3. 5 - 5 GHz頻段內,噪聲消除技術均提供了不同程度的噪聲優(yōu)化,最大噪聲系數從大于3 dB下降至2. 84 dB,這與本文對圖6的分析是一致的。

如圖9所示,電路在4. 5 GHz取得- 12. 9 dBm 的IIP3。表1是超寬帶LNA性能參數匯總及對比。

表1　性能參數匯總及對比





圖7　S21和噪聲系數仿真結果





圖8　S參數仿真結果



圖9　輸入三階截斷點仿真結果

4　結論

本文基于SM IC 0. 18μm RF CMOS工藝,設計了可以工作于3～5 GHz頻段的超寬帶低噪聲放大器。對電路的輸入匹配和增益進行了分析,對噪聲消除技術進行了推導。仿真結果表明,該放大器在工作頻帶內的各項指標滿足超寬帶系統(tǒng)應用。