1UCC3858設計特點

高效率、高功率因數(shù)預調節(jié)器UCC3858是Unitrode公司新推出的PFC功率因數(shù)校正器產(chǎn)品。有關UCC3858的內部功能框圖見圖1，其主要設計特點是：

可調整的PWM脈寬調制頻率折反、使輕載時有較高的效率；前沿脈寬調制以減小輸出電容的紋波電流；控制BoostPWM使功率因數(shù)接近10；在世界通用的供電電壓范圍工作均無需設量程開關；正確的功率限制；可同步的振蕩器；100μA的電源起動電流；低功耗的BCDMOS工藝；工作電壓范圍12V～18V。

UCC3858提供了有源功率因數(shù)校正預調節(jié)器所需要的全部功能，以滿足在低功率工作時要求的高效率。該控制器采用平均電流型控制，通過整形交流電網(wǎng)輸入的線電流波形，使之與交流輸入線電壓波形一致，達到接近10的功率因數(shù)。

UCC3858的工作與原先設計的UnitrodePFC電路十分相似，并具有使輕載工作時的Boost變換器" title="變換器">變換器有較高效率的附加特性，即在電壓誤差放大器的輸出電平，下降到低于用戶預置的、顯示輕載的可調整電平時，通過按反比例線性地調節(jié)PWM頻率來實現(xiàn)。通過減小CT斜坡脈沖（它與輸出功率成比例）充電電流、并增加滯后時間，脈寬調制頻率則按反比例變化。當負載變化阻滯時，也有一個瞬時的復位輸入信號，能快速改變折反模式的IC輸出。

UCC3858采用的PWM脈寬調制技術是前沿調制。當在順向變換器上同時采用較常規(guī)的后沿調制時，該方案有利于減小大容量存儲電容器上的紋波電流。振蕩器被設計為易與順向變換器同步。一個簡單的同步方案可通過把順向變換器的PWM輸出端與“SYNC”腳連接在一起而實現(xiàn)。

該控制器的改進包括：一個用于輸入線電壓RMS的峰值檢波器；IC內部集成的過流關閉和過壓關閉電路；以及重要的、更低的靜態(tài)工作電流。峰值檢波器消除了用于RMS檢測的外部雙極點低通濾波器。這就簡化了變換器的設計，對改進輸入線電壓的瞬態(tài)響應提高了近6倍。

電流信號是從電流誤差放大器的輸入端提取，以供給逐周的峰值電流限制" title="電流限制">電流限制。采用Unitrode的BCDMOS工藝達到低起動電流和工作電流，它簡化了自饋電供電設計，使控制電路損耗降至最小。設置跨導電壓誤差放大器，考慮了對IC內部過壓保護的輸出電壓檢測。

圖1UCC3858內部功能框圖（原圖未做格式處理）

附加的特性還包括：用于可靠的離線式起動的欠壓鎖定；一個精密的75V基準參考電壓；一個精密的RMS檢測和信號限定電路。芯片關閉可由“FBL”腳電平低于05V來實現(xiàn)。UCC3858的外部引腳安排見圖2。

2UCC3858的電氣參數(shù)與極限值

21最大使用極限值

（1）電源電壓VDD18V；

（2）柵極驅動電流連續(xù)值02A，脈沖值0.5A；

（3）輸入電流IAC200mA；

（4）功耗1W；

（5）存儲溫度－65℃～＋150℃；

（6）結溫－55℃～＋150℃；

（7）引腳溫度（10s焊接）＋300℃；

（8）模擬輸入的最大強迫電壓－0.3V～11V。

22UCC3858的電氣參數(shù)

除非另有說明，一般性應用時UCC3858均在TA=0℃～70℃，并且有：

VVDD=12V,RT=24k,CT=330pF,RFBM=96k,

IIAC=100μA,TA=TJ。

UCC3858的電氣參數(shù)見表1。

3UCC3858各引腳功能概述

CA（5腳）：電流放大器的反相輸入端。該輸入端與非反相輸入端“MOUT”保留接地功能。

CAO（6腳）：電流放大器的輸出端，即一個寬帶放大器的輸出端。該放大器檢測電網(wǎng)電流，并控制脈寬調制器（PWM）迫使其成為正確的電流波形。當有必要時，該輸出端可關閉振幅接地，允許PWM為強迫零占空比。

CRMS（2腳）：接RMS電壓測量電容器。接在CRMS與GND地端的電容器，能平均半個周期內的交流電網(wǎng)電壓" title="電網(wǎng)電壓">電網(wǎng)電壓。IAC電流的鏡象值在IC內部為CRMS提供充電電流。

CT（12腳）：接振蕩器的定時電容器。由CT接地（GND）的電容器，將設置PWM自由振蕩器的頻率，

圖2UCC3858外部引腳安排

它可按f=0.814/RT·CT給出。

FBL（9腳）：頻率折反電平選擇。在頻率折反開始時，選擇電壓誤差放大器的輸出電平。關閉芯片工作可通過讓“FBL”折反電平腳低于05V來實現(xiàn)。

FBM（11腳）：最小頻率基準值。用一只電阻器接在該腳與VREF端之間，即可在折反模式期間設置最小的頻率值。一旦確定了RT和CT的數(shù)值，就可用下式來求出RFBM的數(shù)值：

RFBM=〔0.857/(CT·fmin)－RT〕

該電阻將把最小折反頻率調節(jié)到fmin。該腳也合并了一種讓折反無效的功能：當負載變化阻滯時，它能使該部分電路快速回復到正常的工作狀態(tài)。在折反無效模式時，會迫使該腳低于15V，此時集電極開路。

GND（16腳）：接地端。所有的電壓測量都是相對于地線（零電平）為準。VDD和VREF應選用一只01μF或較大的陶瓷電容器直接對地旁路。另外定時電容器的放電電流也返回該腳，所以由CT接地的引線應盡可能短并走直線。

IAC（1腳）：輸入交流電流。該腳輸入到模擬乘法器" title="乘法器">乘法器的是一個電流信號。乘法器設計的使該電流輸入（IIAC）到MOUT（輸出端）的失真很小。還需要一些對地旁路的噪聲濾波電容（<470pF）。

MOUT（3腳）：乘法器輸出端。模擬乘法器的輸出端和電流放大器的同相輸入端被一起接到該MOUT腳。因乘法器的輸出是電流信號，該腳具有高阻抗輸入，所以放大器可構成一個差分放大器以抑制地線噪聲。該腳電壓也用于實現(xiàn)峰值電流限制。

OUT（15腳）：柵極驅動輸出端。PWM的輸出是一個圖騰柱式MOSFET柵極驅動器。建議柵極串聯(lián)電阻器（最小5Ω），以防止柵極阻抗與輸出驅動器之間的相互影響，它可能引起柵極驅動的極度過沖。

RT（13腳）：振蕩器的定時電阻器。從RT接地的電阻器用于確定振蕩器的放電電流。

SYNC（10腳）：振蕩器的同步輸入端。在DC/DC變換級讓PFC同步于一后沿調制器。同步脈沖產(chǎn)生于順向調節(jié)器的正極性輸出沿，并施加在該腳。IC內部時鐘被復位在該同步輸入的上升沿（充電升高時）。

VA（7腳）：電壓放大器的反相輸入端。通常該腳經(jīng)一個分壓器網(wǎng)絡接到Boost變換器的輸出端。該腳也是過壓比較器的輸入，如果該腳的電壓超過315V，那么比較器的輸出則被終止。

VAO（8腳）：電壓放大器的輸出端?？鐚Х糯笃鞯妮敵隹烧{節(jié)輸出電壓。電壓放大器的輸出在IC內部被限制在約6V，以限制功率。它也被用于確定頻率折反模式。補償網(wǎng)絡由該腳接地。

VDD（14腳）：正極性電源電壓。在正常工作時的電壓值為13V～17V，它接到一個穩(wěn)壓電源（最小提供20mA）。將VDD直接對地旁路，以便吸收電源電流尖峰，它是在對外部MOSFET柵極電容充電時所需要的。為了防止不恰當?shù)臇艠O驅動信號，只有當VVDD超過較高的欠壓閉鎖門限電壓并維持高于較低的門限電平，輸出器件才能輸出信號。

VREF（4腳）：基準參考電壓端。VREF是一個精密的75V電壓基準輸出端。該輸出能提供10mA給周圍的電路，并由內部限制短路電流。當VVDD過低時，將使VREF無效，并維持在0V。為了最佳的穩(wěn)定性，用一只01μF或較大的陶瓷電容器將VREF對地旁路。

4UCC3858的應用與電路分析

UCC3858的典型外圍應用電路如圖3所示。它設計在低的適中功率應用場合時，使功率因數(shù)校正Boost變換器的性能達到最優(yōu)化，特別是在輕負載時的效率高是關鍵性的。而UCC3858的基本電路結構，仍類似于工業(yè)標準的UC3854系列控制器，但增加了幾個不同的特性。

圖3所示的典型應用電路表明了怎樣用順向變換器來獲得最佳性能。

（1）芯片的偏置電源和起動

采用Unitrode的BCDMOS工藝來制作UCC3858是為了實現(xiàn)最小的電源起動電流（典型值60μA）和電源工作電流（典型值3.5mA）。這導致了有重要意義的較低功耗，可用小功率的充電電阻器來起動IC，增加了輕載時的系統(tǒng)效率。較低的電源電流，配合寬的欠壓鎖定滯后（1375V導通，10V截止），提供既有相同起動又有自饋電供電的工作時機，如圖3所示。

（2）輕載時的振蕩器和頻率折反

UCC3858的振蕩器可調節(jié)到與順向變換器同步工作，也可作為一臺單獨的振蕩器工作。振蕩器的簡化方框圖和相關電路如圖4所示，其有關的工作波形見圖5。在SYNC同步腳的上升沿起動時鐘周期，它是通過以額定的內部電流ICHnom=19·IDIS對CT腳充電來實現(xiàn)。

一旦穿越斜坡電壓的高門限電平（45V），將設置內部鎖定，并且CT腳開始按一個速率（IDIS=3/RT）放電，它由接RT腳的電阻器來調節(jié)。當沒有同步脈沖時，CT一直放電到斜坡電壓的低門限電平（10V），并調節(jié)振蕩器的自由振蕩頻率，它由式（1）給出。在作同步的應用中，RT與CT數(shù)值選擇，應使其自由振蕩頻率始終低于同步時的頻率。f==0.814（1）

圖3UCC3858的典型外圍應用電路圖（原圖未做格式處理）

當VAO下降到低于由FBL設置的門限電平時，振蕩器進入頻率折反模式，并使同步失效。

通過減小振蕩器的充電電流可完成頻率的折反。如圖4所示，通過VAO與FBL之差調節(jié)電流Icsub，它減去用于CT充電的電流。電容器的有效充電電流由（ICHnom－Icsub）給出。為了避免變換器工作在低頻范圍（例如音頻），充電電流應不允許過分低。變換器的最小頻率由流入FBM腳的電流Imin來調整，它設置最小的充電電流，設置所需最小頻率的RFBM數(shù)值由下式得到：RFBM=(2)

圖6示出頻率折反特性曲線。當變換器出現(xiàn)低功率模式時，讓時間恢復正常模式工作（即回到正常的或者同步的頻率工作），它必須是最小值。在PFC電路中，所給的電壓誤差放大器的響應是很慢的，VAO腳的變化并非是負載條件變化的最佳指示器。UCC3858提供了一個解決途徑：當FBM被拉低到小于15V時，正常模式能瞬時恢復。

一個典型的接口應包含順向變換器（帶有固有的緩沖和濾波）的誤差放大器的輸出端，以驅動一只NPN開關管，使FBM端被拉低到GND地電平（零值）。緩沖器和濾波器應保證開關管，僅在順向變換器的誤差放大器處于高度飽和狀態(tài)時導通，作為預置的飽和持續(xù)時間則由負載增加而引起的輸出電壓下降來顯示。當仍然利用UCC3858的其它特性時，F(xiàn)BM輸入端也會永久地被拉低，使頻率折反模式完全失效。如果讓FBL腳低于05V，那么該腳也可以充當使芯片失效的輸入端口。

圖4振蕩器框圖（原圖未做格式處理）

表2同步對Boost變換器電容器電流的影響

（3）減小電容器紋波的措施

對于DC/DC變換級采用Boost變換器的功率系統(tǒng)，使二個變換器同步是有好處的。除了諸如低噪音、穩(wěn)定性好等一般優(yōu)點外，固有的同步能夠大大地減小Boost電路輸出電容器上的紋波電流。圖7說明了當圖示PFCBoost變換器與簡化的正向變換器輸入聯(lián)接在一起時，固有的同步效果。在單級開關期間，電容器的電流取決于開關管Q1和Q2的工作狀態(tài)，如圖8所示。

它可以看成是在兩個變換器上維持常規(guī)的后沿調制的同步方案，電容器電流的脈動為最高值。當Q1截止與Q2導通的重迭段為最大值時，可最有效地消去紋波電流。實現(xiàn)這一目標的方法之一是使Boost二極管D1的導通與Q2的導通同步。這種處理方式意味著：Boost變換器是用前沿脈寬調制，而正向變換器卻采用傳統(tǒng)的后沿脈寬調制。為了充分發(fā)揮容易同下級變換器同步的優(yōu)點，所以把UCC3858設計成一個前沿調制器，表2對由UCC3858使D1/Q2同步的電流ICBrms，與其它用于200W系統(tǒng)，且VBST=385V時，末端Q1和Q2同步導通時的電流ICBrms進行了比較。

表2說明了由于采用UCC3858促成的同步方案，Boost電容器的紋波電流在普通電網(wǎng)電壓時可減小50％左右，而在高電網(wǎng)電壓時可減小約30％。如果輸出電容值的選擇由脈動電流來確定，那么其容量可大大地減小，或者電容器的壽命得以增加。

用另一種同步方法達到相同的紋波降低也是有可能的。這種方法就是Q1的導通同步于Q2的截止。然而用這種方法減小幾乎相同的紋波并維持在兩個變換器上均為后沿調制，要實現(xiàn)同步是非常困難的，并且電路會變得對噪聲敏感。

（4）基準參考信號（IMULT）的產(chǎn)生

像UC3854系列那樣，UCC3858也有一個模擬計算單位（ACU），它為電流誤差放大器產(chǎn)生一個基準電流信號。ACU的輸入，是與電網(wǎng)電壓的瞬時值，輸入電壓的RMS，以及電壓誤差放大器的輸出成比例的信號。但不同于傳統(tǒng)的RMS電壓檢測技術之處在于UCC3858使用了一種正在申請的專利技術，它簡化了RMS電壓發(fā)生器，并消除了由于原先技術引起的性能退化。采用圖9中所示的新穎技術，消除了為產(chǎn)生VRMS所需要的外部雙極點濾波器。

換句話說，IAC腳上的電流是被鏡像的數(shù)值，它在半個周期之中用于對外部電容器CRMS進行充電。CRMS腳上的電壓為積分的正弦波形，并由式（3）及式（4）得出：VCRMS=·（1－cosωt)(3)VCRMS(pk)=(4)

圖5振蕩器的工作波形

a)同步降壓的DC/DCPWM振蕩器定時波形

(b)頻率折反模式

圖6頻率折反特性曲線

圖7兩級PFC電源的簡化表示圖

圖8同步狀態(tài)下的兩種定時波形

當半個周期結束時，CRMS腳上的電壓仍保持同步，并變換成一個4bit字節(jié)，以便在ACU中進一步處理。在下半個周期里，CRMS腳則進行放電，并準備積分。這一方法的優(yōu)點是VRMS信號上的二次諧波脈動實際上已被消除了。若想用常規(guī)的雙極點濾波器來限定衰減，則二次諧波脈動是無法避免的，并且在輸入電流信號中還會引起三次諧波失真。另外，對電網(wǎng)輸入變化的動態(tài)響應也有改進，因為每個周期都會產(chǎn)生一個新的VRMS信號。

在正常的工作條件下，IACpk數(shù)值在峰值電網(wǎng)電壓時應選擇為100μA。對于通用的265VAC輸入電壓峰

圖9產(chǎn)生RMS信號的新穎電路（原圖未做格式處理）

值時，這意味著RAC=3.6MΩ。IC的噪聲靈敏度要求設置一個小容量的旁路電容器，以濾除高頻噪聲。該旁路電容器的數(shù)值應限制在最大330pF。在低電網(wǎng)電壓峰值80VAC時，VCRMS的電壓值應近似為10V，以使任何數(shù)字轉換誤差減至最小。在高電網(wǎng)電壓時，VCRMS的峰值變?yōu)?5V。需要的電容器CRMS的數(shù)值，可由式（4）計算得出：它在50Hz電網(wǎng)頻率時為90nF，在60Hz電網(wǎng)頻率時為75nF。

乘法器的輸出電流可由式（5）給出，式中取K=0.33：IMULT=（5）

乘法器的峰值電流限制在200μA，并且選擇的IAC和VCRMS數(shù)值應保證上述電流值在該范圍之內。對乘法器的另一個限制是：IMULT不能超過兩倍的IAC電流值，以限制VCRMS上的最小電壓值。

RMS電壓前饋的不連續(xù)性意味著在某個工作區(qū)域內輸入電壓變化時，饋送至乘法器的VRMS腳不發(fā)生變化。電壓誤差放大器補償了由此改變的其輸出值，以維持所需要的乘法器輸出電流。當ADC的輸出變化時，在誤差放大器的輸出端存在一個躍變。如果變換器處于輕負載狀態(tài)，那么在折反頻率處有一個合成的移相。然而這種變化的沖擊，對變換器總體工作的影響卻很小。

關于RMS電壓方案的另一個關鍵考慮是，它依靠IAC信號的過零是有效的。在特輕負載和高電網(wǎng)電壓條件下，如果在橋堆的整流側使用大容量電容器作濾波用，則經(jīng)整流的交流不會完全到達零值。在這種實例中，前饋效應不會發(fā)生，控制器的功能受到損失。

對于UCC3858，當出現(xiàn)過零檢測時，IAC電流值應低于10μA。如圖3所示，為了改善輕載運行建議電容值保持足夠低，或者建議前饋電壓直接從整流橋的交流輸入側獲取。

（5）柵極驅動的考慮

UCC3858中的柵極驅動電路設計成高速功率開關驅動。它是由低阻抗的拉高和拉低DMOS輸出級組成。當工作在高偏置電壓時，為了保持DMOS輸出級處在安全工作區(qū)內，建議采用外部柵極串聯(lián)電阻把柵極驅動電流限制在05A峰值。請注意看圖10的特性曲線，以確定所需的外部電阻。

（6）電流放大器的設置

設置乘法器首先是選擇VRMS的范圍。最大的乘法器輸出是出現(xiàn)在低電網(wǎng)電壓和滿負載條件時。電感器的峰值電流也出現(xiàn)在同樣的條件。乘法器的終端電阻器可用公式（6）來確定：RMULT=（6）

由UCC3858提供的峰值電流限制功能被集成在MOUT中。在MOUT上的信號通常維持在0V，因為在閉環(huán)工作狀態(tài)下，（IMULT·RMULT）可消除流經(jīng)檢測電阻器的電壓降。在短路或瞬態(tài)起動條件下，乘法器的電流不會完全消除RSENSE上的電壓降，并且MOUT的電壓降到低于0V。當MOUT降到低于－0.5V時，IC內部的峰值電流限制被激活。在任意工作點的峰值電流限制由公式（7）給出：ILIM=(7)

電流放大器可利用以前提出的技術進行補償（見Unitrode產(chǎn)品手冊“應用注意U134）。下面作個摘要m

圖10需要串聯(lián)的柵極電阻值與電源電壓的函數(shù)關系

圖11采用UCC3858組成的兩級變換器使性能最佳（原圖未做格式處理）

概述。電感器電流與占空比傳遞函數(shù)的簡化高頻模型可由公式（8）給出：Gid(s）=(8)

在關心的交叉點頻率上，電流反饋路徑的增益由式（9）給出：=RSENSE·(9)

式中VSE是斜坡電壓幅度（峰峰值），在UCC3858是35V。綜合式（8）和式（9），可得到電流環(huán)的回路增益，并且在期望的交叉點頻率上使它等于1，于是可導出RZ的設計值。電流環(huán)路的交叉頻率選擇，采用常規(guī)的折衷方法。然而應使它保證在折反條件下的最小開關頻率時，電流環(huán)能穩(wěn)定工作。

（7）電壓放大器的設置

UCC3858中的電壓放大器是一種跨導型放大器，它允許在過壓條件下對輸出電壓進行監(jiān)測。放大器的增益可由相關的公式給出。