??? 摘? 要： 分析了電壓型控制模式下的逆變器并網(wǎng)的電路結(jié)構(gòu)和數(shù)學(xué)模型，提出了基于重復(fù)控制技術(shù)的光伏逆變器并網(wǎng)控制策略，仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明方案滿足逆變器并網(wǎng)要求。?

??? 關(guān)鍵詞： 光伏系統(tǒng);? 并網(wǎng);? 逆變器; 重復(fù)控制

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??? 太陽(yáng)能以其獨(dú)具的可再生、清潔的優(yōu)勢(shì)，有很大的發(fā)展空間。而光伏并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)是光伏系統(tǒng)的發(fā)展趨勢(shì)，作為光伏系統(tǒng)的核心, 并網(wǎng)逆變器的開(kāi)發(fā)越來(lái)越受到學(xué)術(shù)界和產(chǎn)業(yè)界的關(guān)注。近年來(lái), 數(shù)字化逆變器控制技術(shù)獲得廣泛應(yīng)用，無(wú)差拍控制、滑模變結(jié)構(gòu)控制、神經(jīng)網(wǎng)絡(luò)控制、模糊控制、廣義預(yù)測(cè)控制、廣義最小方差控制等數(shù)字控制方案獲得了比較多的關(guān)注。然而，真正在實(shí)際逆變器系統(tǒng)中應(yīng)用較多的是重復(fù)控制。?

??? 本文主要就并網(wǎng)逆變器的并網(wǎng)控制策略問(wèn)題進(jìn)行討論，并以單相逆變器進(jìn)行系統(tǒng)仿真研究。?

1 并網(wǎng)逆變器拓?fù)浼安⒕W(wǎng)控制策略 ?

??? 并網(wǎng)逆變器的輸出控制模式主要有兩種^[1]：電壓型控制模式和電流型控制模式。電壓型控制模式的原理如圖1所示，以輸出電壓作為被控量，并網(wǎng)逆變器的輸出是和電網(wǎng)電壓同頻同相的電壓源，并檢測(cè)電感上的諧波電壓對(duì)輸出電壓進(jìn)行諧波補(bǔ)償。整個(gè)系統(tǒng)相當(dāng)于一個(gè)內(nèi)阻很小的受控電壓源。?

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??? 電流型控制模式的原理如圖2所示，以輸出并網(wǎng)電感電流作為受控目標(biāo)，逆變器的系統(tǒng)輸出是與電網(wǎng)電壓同頻同相的電流信號(hào)，整個(gè)系統(tǒng)等效于一個(gè)內(nèi)阻較大的受控電流源。兩套系統(tǒng)都是以母線電壓作為外環(huán)控制，前端DC-DC控制變換器進(jìn)行最大功率跟蹤，不斷調(diào)整占空比，輸出直流母線電壓不受控，因此后端的逆變器將母線電壓穩(wěn)定在恒值，實(shí)際上就保證了功率輸出的平衡。市電系統(tǒng)可視為容量無(wú)窮大的定值交流電壓源，如果光伏并網(wǎng)逆變器的輸出采用電壓控制，則實(shí)際上就是一個(gè)電壓源與電壓源并聯(lián)運(yùn)行的系統(tǒng)，這種情況下要保證系統(tǒng)穩(wěn)定運(yùn)行，必須采用鎖相控制技術(shù)以實(shí)現(xiàn)與市電同步，在穩(wěn)定運(yùn)行的基礎(chǔ)上，可通過(guò)調(diào)整逆變器輸出電壓的大小及相移以控制系統(tǒng)的有功輸出與無(wú)功輸出。并網(wǎng)電流和輸出電源的質(zhì)量完全取決于電網(wǎng)電壓，只有當(dāng)電網(wǎng)電壓質(zhì)量很高時(shí)，才能得到高質(zhì)量的并網(wǎng)電流和輸出電源。如果電網(wǎng)電壓受到擾動(dòng)或出現(xiàn)不平衡，則由于并網(wǎng)逆變器對(duì)電網(wǎng)呈現(xiàn)出低阻特性，可能會(huì)影響逆變器的運(yùn)行。如果逆變器的輸出采用電流控制，則只需控制逆變器的輸出電流以跟蹤市電電壓，再通過(guò)輸出電感連接到電網(wǎng)，即可達(dá)到并聯(lián)運(yùn)行的目的。通過(guò)調(diào)整輸出電流的給定值可以改變輸出功率的大小，其控制方法相對(duì)簡(jiǎn)單。但如果要實(shí)現(xiàn)并網(wǎng)/獨(dú)立兩用光伏系統(tǒng)，則在獨(dú)立運(yùn)行模式下，逆變器要改為電壓源輸出的模式。這樣就牽涉到兩套控制系統(tǒng)的轉(zhuǎn)換問(wèn)題。故在此僅討論圖1所示的光伏系統(tǒng)。?

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2 電壓源控制型逆變器并網(wǎng)原理?

??? 電壓源型逆變器并網(wǎng)的等效電路如圖3所示，其中U_s為電網(wǎng)電壓，U_g為逆變器輸出電壓，R+jX為逆變器并網(wǎng)緩沖電感的阻抗。由圖3可知：?

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??? 電網(wǎng)向逆變器輸出的復(fù)功率為：?

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????電網(wǎng)向逆變器輸出的有功功率和無(wú)功功率及其在δ<5°時(shí)的近似等效分別如式(4)、式(5)所示：?

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由此可以看出，當(dāng)電網(wǎng)電壓幅值有差異時(shí)，傳遞無(wú)功功率；相角有差異時(shí)，傳遞有功功率。所以，根據(jù)圖1所示的電壓源型并網(wǎng)原理圖，將電網(wǎng)電壓均值作為逆變器輸出電壓幅值指令，保證無(wú)功功率為0，同時(shí)相位上保證超前電網(wǎng)電壓一個(gè)相角δ，用以傳遞有功功率。同時(shí)，由于電網(wǎng)上的諧波將反映在并網(wǎng)電抗上，因此檢測(cè)其兩端電壓的壓差，取其諧波分量進(jìn)行重復(fù)控制補(bǔ)償，讓逆變器發(fā)出一個(gè)與電網(wǎng)電壓一致的諧波電壓，則在電感上就沒(méi)有諧波分量，保證了輸出電流的質(zhì)量。?

3 控制系統(tǒng)設(shè)計(jì)?

3.1 重復(fù)控制器及補(bǔ)償器設(shè)計(jì)?

??? 逆變器的控制死區(qū)、不對(duì)稱因素、直流側(cè)電壓和電網(wǎng)等擾動(dòng)因素的存在，會(huì)使逆變器輸出波形產(chǎn)生畸變。如果采用傳統(tǒng)PI控制，從理論上說(shuō)系統(tǒng)是個(gè)有差系統(tǒng)，不可能實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤，通過(guò)增大比例系數(shù)雖然可以減小穩(wěn)態(tài)誤差，但會(huì)導(dǎo)致控制精度降低，甚至引起系統(tǒng)振蕩。采用重復(fù)控制技術(shù)可以較好地解決這些問(wèn)題。重復(fù)控制是基于內(nèi)模原理的控制理論，即如果希望控制系統(tǒng)對(duì)某一參考信號(hào)進(jìn)行無(wú)靜差跟蹤，則產(chǎn)生該參考信號(hào)的信號(hào)發(fā)生器必須包含在一個(gè)穩(wěn)定的閉環(huán)系統(tǒng)中。并網(wǎng)逆變器的輸出電流波形控制實(shí)質(zhì)上是一個(gè)伺服系統(tǒng)設(shè)計(jì)問(wèn)題，系統(tǒng)需要跟蹤的指令信號(hào)基波為正弦波，而需要抑制的擾動(dòng)信號(hào)除了基波外還含有基波頻率整數(shù)倍的多重諧波。由內(nèi)模原理可知，要想實(shí)現(xiàn)輸出信號(hào)和指令信號(hào)之間無(wú)靜差，必須針對(duì)每一個(gè)指令信號(hào)和擾動(dòng)信號(hào)設(shè)置一重內(nèi)模，這將會(huì)使系統(tǒng)構(gòu)造復(fù)雜化而難以實(shí)現(xiàn)。擾動(dòng)信號(hào)的頻率盡管很多，但它們都具有一個(gè)共同的特征：在每一個(gè)基波周期內(nèi)都以相同的波形重復(fù)出現(xiàn)，重復(fù)控制利用“重復(fù)信號(hào)發(fā)生器”內(nèi)模，很巧妙地解決了這個(gè)問(wèn)題。在重復(fù)信號(hào)發(fā)生器的作用下，控制器進(jìn)行逐周期積分控制。通過(guò)對(duì)波形誤差的逐周期補(bǔ)償，可以抑制周期性的擾動(dòng)信號(hào)，并且穩(wěn)態(tài)時(shí)可以近似實(shí)現(xiàn)無(wú)靜差跟蹤效果^[2-3]。?

??? 如圖4所示，重復(fù)控制器主要由兩部分構(gòu)成：內(nèi)模和輔助補(bǔ)償器。內(nèi)模為圖中灰色背景部分，它的作用是產(chǎn)生周期性參考信號(hào)。輔助補(bǔ)償器是為了改造控制對(duì)象，以增加其穩(wěn)定裕度。?

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??? 在本文的仿真分析系統(tǒng)中,內(nèi)模實(shí)際是一個(gè)周期延遲的正反饋環(huán)節(jié)。其離散脈沖傳遞函數(shù)為：?

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其中，取Q(z)=0.95。由圖4可知，上一周期的輸出量經(jīng)過(guò)衰減0.95倍和當(dāng)前誤差e進(jìn)行逐基波周期累加，N為一個(gè)基波周期內(nèi)并網(wǎng)電流的采樣次數(shù)，其值等于一個(gè)基波周期內(nèi)SPWM的中斷次數(shù)即載波比。在本系統(tǒng)中，由于開(kāi)關(guān)頻率為20kHz，故N=400 。?

??? 并網(wǎng)逆變器輸出電壓的傳遞函數(shù)可由下式描述：?

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??? 設(shè)系統(tǒng)參數(shù)為：直流母線電壓250V、輸出電壓幅值55V、開(kāi)關(guān)頻率20kHz、濾波電感0.8mH、濾波電容20μF、濾波電感等效電阻1.32Ω，則可以得到本系統(tǒng)的傳遞函數(shù)為：?

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??? 濾波器C(z)采用超前相位補(bǔ)償法，利用反饋控制系統(tǒng)前向通道中串聯(lián)的周期延遲環(huán)節(jié)z^-N，使得本來(lái)無(wú)法超前實(shí)施的控制量可以通過(guò)延遲到下一周期的適當(dāng)時(shí)刻而獲得了所需要的超前作用。?

??? 超前相位補(bǔ)償器可以用式(10)表示：?

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??? 根據(jù)系統(tǒng)參數(shù)，設(shè)計(jì)S(z)=S₁(z)S₂(z)，其中陷波濾波器S₁(z)選取為:?

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其作用為對(duì)消逆變器的諧振峰，同時(shí)對(duì)逆變器截止頻率以下頻段增益衰減很小，不會(huì)影響到對(duì)該頻段諧波的抑止效果。二階低通濾波器S₂(z)設(shè)計(jì)為：?

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用來(lái)增強(qiáng)系統(tǒng)高頻段的穩(wěn)定性，用于彌補(bǔ)陷波濾波器缺乏高頻衰減特性的缺陷。?

??? 前饋增益Kr通常在0～1之間選擇，K_r越大誤差收斂越快，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差越小，但穩(wěn)定性越低；反之則誤差收斂慢，系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)誤差增大，但穩(wěn)定性增加。雖然S(z)和Q(z)在設(shè)計(jì)時(shí)已經(jīng)考慮了系統(tǒng)穩(wěn)定性的要求，但考慮到工程設(shè)計(jì)中系統(tǒng)穩(wěn)定裕度和誤差收斂速度之間的折衷，這里選擇K_r為0.8。?

??? 控制對(duì)象相位滯后的補(bǔ)償是由z^k等效實(shí)現(xiàn)的。利用z變換的基本關(guān)系式z=e^jωT(T為采樣周期)可得：?

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??? 可見(jiàn)超前環(huán)節(jié)z^k的模值恒為1，而相角則與所考慮的頻率成正比。取超前環(huán)節(jié)為z⁸，恰好可以補(bǔ)償S(z)P(z)在中低頻段的相位滯后。所以：?

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3.2 諧波檢測(cè)及提取?

??? 設(shè)電感上瞬時(shí)電壓為v(t)，其基波分量為v_f(t)，則諧波壓降為：?

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??? 在開(kāi)關(guān)頻率為20kHz的系統(tǒng)中，在400個(gè)點(diǎn)的任意時(shí)刻k的離散化表達(dá)式為：?

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??? 則基于正交特性的諧波檢測(cè)算法可以得到基波的表達(dá)式為： ?

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??? 代入式(16)即可求得諧波的分量V_h(k)。?

3.3 控制方案的仿真及實(shí)驗(yàn)?

??? 根據(jù)上述控制方案和控制參數(shù)，在仿真軟件Matlab/Simulink環(huán)境下建立電壓源并網(wǎng)逆變器的仿真模型^[4]，如圖5所示。

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??? 系統(tǒng)只向電網(wǎng)輸出有功電流，逆變器輸出電壓相角超前電網(wǎng)電壓；在恒電壓源的基礎(chǔ)上疊加150Hz、250Hz、210Hz低值電壓源模擬含有諧波分量的電網(wǎng)，THD＝5.19%。仿真結(jié)果如圖6所示。其中，逆變器輸出電壓的總諧波畸變?yōu)門HD＝4.50％，并網(wǎng)電流的總諧波畸變THD＝4.44％，滿足入網(wǎng)要求。?

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??? 采用上述方案，在3kVA單相半橋SPWM逆變器試驗(yàn)臺(tái)架上的電壓電流波形如圖7所示。其中，電網(wǎng)電壓THD＝7.4%，并網(wǎng)電流THD＝3.72%，滿足入網(wǎng)要求。?

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??? 將重復(fù)控制技術(shù)引入到光伏發(fā)電系統(tǒng)的并網(wǎng)逆變器控制中，可以解決傳統(tǒng)的PI控制不能解決的問(wèn)題。仿真和實(shí)驗(yàn)結(jié)果表明,采用電壓模式并網(wǎng)控制策略，在重復(fù)控制作用下，可以得到較好的逆變器并網(wǎng)控制效果。?

參考文獻(xiàn)?

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[2] 李俊林. 單相逆變器重復(fù)控制和雙環(huán)控制技術(shù)研究[D].武漢：華中科技大學(xué)，2004.?

[3] 張凱. 基于重復(fù)控制原理的CVCF-PWM逆變器波形控制技術(shù)研究[D].武漢：華中科技大學(xué)，2000.?

[4] INDGREN M B. Analysis and simulation of digitallycontrolled? grid-connected PWM-converters using the spacevector average approximation. Computers in Power Electronics,1996,(8):85-89.