由于對逆變器高頻化的追求，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值，開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復過程結束，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關斷損耗近似為零。由于功率管關斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決。

基于此，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術，如圖1所示。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù)，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關條件，最大限度地實現(xiàn)ZVS，從而達到減少損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。



圖1 HPWM控制方式

2 HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理

考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯(lián)一小電容，吸收其結電容在內(nèi)等效為C1－C4，且C1=C2=C3=C4=Ceff；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內(nèi)共有12種開關狀態(tài)。基于正負半周兩個橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內(nèi)的電路的主要波形，此時S4常通，S2關斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率，在一個開關周期Ts內(nèi)近似認為輸出電壓Uo保持不變，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變。



(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B



(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1

圖2 HPWM軟開關方式工作狀態(tài)及電路模式



圖3 ZVS方式主要波形

1）模式A[t0，t1] S1和S4導通，電路為＋1態(tài)輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關斷為止。電感電流：

iL(t)=（1）

2）模式A1[t1，t2] 在t1時刻，S1關斷，電感電流從S1中轉移到C1和C3支路，給C1充電，同時C3放電。由于C1、C3的存在，S1為零電壓關斷。在此很短的時間內(nèi)，可以認為電感電流近似不變，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。t2時刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導通，結束電路模式A1。

I1=iL(t1)（2）

uc1(t)=t2（3）

uc3(t)=Ud－t（4）

3）模式B[t2，t3] D3導通后，開通S3，所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉移，此時S3工作于同步整流狀態(tài)，電流基本上由S3流過，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小，直到t3時刻，減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS，則S1關斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1。

iL(t)=I1－t（5）

tdead1>（6）

4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo，則其電流開始由零向負向增加，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應由零正向增加，到t4時刻S3關斷，結束該模式。電感電流：

iL(t)=－t（7）

5）模式C[t4，t5] 與模式A1近似，S3關斷，C3充電，C1放電，同理S3為零電壓關斷。

－I0=iL(t4)（8）

uc3(t)=t（9）

uc1(t)=Ud－t（10）

t5時刻，C1的電壓降到零，其體二極管D1自然導通，進入下一電路模式。

6）模式C1[t5，t6] D1導通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉移，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于＋1態(tài)回饋模式，電感電流負向減小，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關周期。此期間電感電流：

iL(t)=－I0＋（11）

同理，要保證S1零電壓開通，則S3關斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2，類似式(6)，有

tdead2>（12）

多數(shù)情況下，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1。3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍

從以上的工作模式分析可知，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關斷；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷，即

LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）

在上面的分析中，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通；對于上管來說，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電，從而實現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中，電感電流與輸出電壓同向，即uo>0，iL>0的情況；當二者反向即iL<0時，則上下管的情況正好互換，上管容易實現(xiàn)ZVS開通，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負半周，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。

濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率?？紤]到輸出電壓半個周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小，ZVS實現(xiàn)的范圍減小，也就是說在較大負載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內(nèi)電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當折衷。

在實際應用中須做以下說明。

1）如考慮逆變器負載功率因數(shù)較大的情況，則uo，iL在整個周期大部分時間內(nèi)為同向，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關的實現(xiàn)，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如采用電阻二極管網(wǎng)絡，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區(qū)時間。

2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。

3）同理，由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合，而應用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。

4 實驗波形和結語

圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關。



(a)上管



(b)下管

圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）

圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流?？蛰d時由于電感上的電流在半個周期內(nèi)均可以過零，因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現(xiàn)軟開通。要進一步確定電感取值與負載、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％。



圖5 空載輸出電壓與電感電流



圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流



圖7 逆變器的效率由于對逆變器高頻化的追求，硬開關所固有的缺陷變得不可容忍：開通和關斷損耗大;容性開通問題;二極管反向恢復問題;感性關斷問題;硬開關電路的EMI問題。因此，有必要尋求較好的解決方案盡量減少或消除硬開關帶來的各種問題。軟開關技術是克服以上缺陷的有效辦法。最理想的軟開通過程是：電壓先下降到零后，電流再緩慢上升到通態(tài)值，開通損耗近似為零。因功率管開通前電壓已下降到零，其結電容上的電壓即為零，故解決了容性開通問題，同時也意味著二極管已經(jīng)截止，其反向恢復過程結束，因此二極管的反向恢復問題亦不復存在。最理想的軟關斷過程為：電流先下降到零，電壓再緩慢上升到斷態(tài)值，所以關斷損耗近似為零。由于功率管關斷前電流已下降到零，即線路電感中電流亦為零，所以感性關斷問題得以解決。

基于此，本文探討性地提出了一種用于全橋逆變器的，HPWM控制方式的ZVS軟開關技術，如圖1所示。其出發(fā)點是在盡量不改變硬開關拓撲結構，即盡量不增加或少增加輔助元器件的前提下，有效利用現(xiàn)有電路元器件及功率管的寄生參數(shù)，為逆變橋主功率管創(chuàng)造ZVS軟開關條件，最大限度地實現(xiàn)ZVS，從而達到減少損耗，降低EMI，提高可靠性的目的。



圖1 HPWM控制方式

2 HPWM控制方式下實現(xiàn)ZVS的工作原理

考慮到MOS管輸出結電容值的離散性及非線性，每只MOS管并聯(lián)一小電容，吸收其結電容在內(nèi)等效為C1－C4，且C1=C2=C3=C4=Ceff；D1－D4為MOS管的體二極管，則HPWM軟開關方式在整個輸出電壓的一個周期內(nèi)共有12種開關狀態(tài)。基于正負半周兩個橋臂工作的對稱性，以輸出電壓正半周為例，其等效電路模式如圖2所示。圖3給出了輸出電壓正半周的一個開關周期內(nèi)的電路的主要波形，此時S4常通，S2關斷。由于載波頻率遠大于輸出電壓基波頻率，在一個開關周期Ts內(nèi)近似認為輸出電壓Uo保持不變，電感電流的相鄰開關周期的瞬時極值不變。



(a)模式A (b)模式A1 (c)模式B



(d)模式 B1(e)模式C (f)模式C1

圖2 HPWM軟開關方式工作狀態(tài)及電路模式



圖3 ZVS方式主要波形

1）模式A[t0，t1] S1和S4導通，電路為＋1態(tài)輸出模式，濾波電感電流線性增加，直到t1時刻S1關斷為止。電感電流：

iL(t)=（1）

2）模式A1[t1，t2] 在t1時刻，S1關斷，電感電流從S1中轉移到C1和C3支路，給C1充電，同時C3放電。由于C1、C3的存在，S1為零電壓關斷。在此很短的時間內(nèi)，可以認為電感電流近似不變，為一恒流源，則C1兩端電壓線性上升，C3兩端電壓線性下降。t2時刻，C3電壓下降到零，S3的體二極管D3自然導通，結束電路模式A1。

I1=iL(t1)（2）

uc1(t)=t2（3）

uc3(t)=Ud－t（4）

3）模式B[t2，t3] D3導通后，開通S3，所以S3為零電壓開通。電流由D3向S3轉移，此時S3工作于同步整流狀態(tài)，電流基本上由S3流過，電路處于零態(tài)續(xù)流狀態(tài)，電感電流線性減小，直到t3時刻，減小到零。此期間要保證S3實現(xiàn)ZVS，則S1關斷和S3開通之間需要死區(qū)時間tdead1。

iL(t)=I1－t（5）

tdead1>（6）

4）模式B1[t3，t4] 此時加在濾波電感Lf上的電壓為－Uo，則其電流開始由零向負向增加，電路處于零態(tài)儲能狀態(tài)，S3中的電流也相應由零正向增加，到t4時刻S3關斷，結束該模式。電感電流：

iL(t)=－t（7）

5）模式C[t4，t5] 與模式A1近似，S3關斷，C3充電，C1放電，同理S3為零電壓關斷。

－I0=iL(t4)（8）

uc3(t)=t（9）

uc1(t)=Ud－t（10）

t5時刻，C1的電壓降到零，其體二極管D1自然導通，進入下一電路模式。

6）模式C1[t5，t6] D1導通后，開通S1，則S1為零電壓開通。電流由D1向S1轉移，S1工作于同步整流狀態(tài)，電路處于＋1態(tài)回饋模式，電感電流負向減小，直到零，之后輸入電壓正向輸出給電感儲能，回到初始模式A，開始下一開關周期。此期間電感電流：

iL(t)=－I0＋（11）

同理，要保證S1零電壓開通，則S3關斷和S1開通之間需要死區(qū)時間tdead2，類似式(6)，有

tdead2>（12）

多數(shù)情況下，有I1>I0，因而一般需tdead2>tdead1。3 ZVS實現(xiàn)的條件及范圍

從以上的工作模式分析可知，由于電容C1及C3的存在，S1及S3容易實現(xiàn)ZVS關斷；要實現(xiàn)功率管的零電壓開通，必須保證有足夠的能量在其開通之前抽去等效并聯(lián)電容上所儲存的電荷，即

LfiL2>CeffUd2＋CeffUd2=CeffUd2（13）

在上面的分析中，下管總是容易實現(xiàn)ZVS開通，因為其開通時刻總是在電感電流的瞬時最大值的時刻，即使輕載時電感儲存的能量也可以保證其實現(xiàn)零電壓開通；對于上管來說，則必須在零態(tài)續(xù)流模式中電感電流瞬時值由正變負，達到一定負向值，才能保證在下管關斷時該電流可以使上管等效并聯(lián)電容放電，從而實現(xiàn)其零電壓開通。此種情況實際為在輸出半個周期中，電感電流與輸出電壓同向，即uo>0，iL>0的情況；當二者反向即iL<0時，則上下管的情況正好互換，上管容易實現(xiàn)ZVS開通，而下管實現(xiàn)ZVS的條件則同樣在零態(tài)續(xù)流模式中要保證電感電流瞬時值反向。對輸出電壓負半周，上下管實現(xiàn)ZVS的情況與正半周相同。

濾波電感的取值直接影響ZVS實現(xiàn)的范圍，也影響到電路的效率。考慮到輸出電壓半個周期內(nèi)電路可以等效為一Buck變換器，由此得濾波電感的最大值需滿足Lfmax≤。電感值大，電感電流瞬時值變化范圍小，ZVS實現(xiàn)的范圍減小，也就是說在較大負載情況下，在半波電感電流峰值附近上管難以實現(xiàn)ZVS開通，從而仍然有較大的開通損耗；電感取值減小，其電流瞬時值脈動變大，則ZVS實現(xiàn)的范圍加大，開通損耗可以減小，但此時由于整個輸出周期內(nèi)電感上的瞬時電流的高頻脈動很大，因而磁芯的磁滯及渦流損耗增加。所以，電感的取值、ZVS實現(xiàn)的范圍及電路的效率之間需根據(jù)具體情況適當折衷。

在實際應用中須做以下說明。

1）如考慮逆變器負載功率因數(shù)較大的情況，則uo，iL在整個周期大部分時間內(nèi)為同向，即有tdead2>tdead1成立。為充分保證上管軟開關的實現(xiàn)，則可以考慮在下管驅動附加加速關斷措施，如采用電阻二極管網(wǎng)絡，以適當增加下管關斷到上管開通之間的死區(qū)時間。

2）由上述可知，由于要保證ZVS的實現(xiàn)，則濾波電感上必然存在較大的電流脈動，因而電感的磁芯損耗比較大，實際應用須選用電阻率高、高頻損耗小的磁芯材料。

3）同理，由于ZVS實現(xiàn)的范圍與電感磁芯損耗的矛盾，在負載范圍較大的情況下，很難折衷得到較好的效果，因此該方式只適用于較小功率的應用場合，而應用于較大功率場合時，則可以考慮用相同功率的模塊并聯(lián)。

4 實驗波形和結語

圖4是上下功率管在實現(xiàn)ZVS時的驅動電壓與相應漏源電壓波形。由圖4可以看出，上下管均很好地實現(xiàn)了零電壓開關。



(a)上管



(b)下管

圖4 逆變器功率管驅動（上曲線）與漏源電壓（下曲線）

圖5是空載輸出電壓與電感電流。圖6是阻性滿載輸出電壓及電感電流?？蛰d時由于電感上的電流在半個周期內(nèi)均可以過零，因而此時功率管可以較好地實現(xiàn)軟開關；而滿載時電感電流瞬時值過零的范圍明顯減少，此時上很難實現(xiàn)軟開通。要進一步確定電感取值與負載、ZVS實現(xiàn)的范圍以及電路效率之間的關系除了理論分析外，也還需要進行大量的實驗。圖7為逆變器的效率曲線，阻性滿載的輸出效率約為92％。



圖5 空載輸出電壓與電感電流



圖6 阻性滿載輸出電壓及電感電流



圖7 逆變器的效率