1 整體方案設計
設計采用Atmega16單片機為主體控制電路，工作過程為：與基準信號同頻率、同相位正弦波經(jīng)過SPWM調(diào)制后，輸出正弦波脈寬調(diào)制信號，經(jīng)驅(qū)動電胳放大，驅(qū)動H橋功率管工作，經(jīng)過濾波器和工頻變壓器產(chǎn)生于基準信號通頻率、同相位的正弦波電流。其中，過流、欠壓保護由硬件實現(xiàn)，同步信號采集、頻率的采集、控制信號的輸出等功能，均由Atmega16完成。系統(tǒng)總體設計框圖如圖1所示。
2 硬件電路設計
分為DC/AC驅(qū)動電路、DC/AC電路和濾波電路3部分和平滑電容C1，電路原理如圖2所示。
2.1 DC—AC驅(qū)動電路
是由R1、R2、R3、R4、R5、R6、Q3、Q4、P3和P4組成，其中P3和P4是控制信號輸入端，R3和R4為限流電阻。集電極的電流直接影響波形上升沿的陡峭度，集電極電流越大輸出的波形越陡峭。因為R2和R1與集電極pn節(jié)的寄生電容形成了一個RC充放電的時間常數(shù)，集電極pn結(jié)的寄生電容無法改變，只有通過改變R1和R2的值來改變時間常數(shù)，所以R1和R2值越小，Q3和Q4的集電極電流就越大；RC的充電時間常數(shù)越小，波形的上升沿越陡峭，而增加集電極電流，會增加系統(tǒng)的功耗，權(quán)衡利弊選擇一個合適的值。其次，射級pn結(jié)的寄生電容也會影響Q3和Q4的關(guān)斷時間和波形上升沿的陡峭度。所以在驅(qū)動電路中各加了一個放電回路，即拉地電阻R5和R6，R5和R6的引入，加快了Q3和Q4的關(guān)閉速度，這樣就使集電極的波形更陡峭。同樣在保證基極射極pn不損壞的條件下，基極的電流也是越大越好，但也會帶來損耗問題，權(quán)衡利弊選擇一個合適的值。關(guān)于兩個電阻的取值，這里假設三極管的放大倍數(shù)為β，基極電流Ib，集電極電流Ic，流過R5的電流為I5，流過R3的電流為I3，R3的壓降為V3，驅(qū)動信號為V，R5的壓降為V5，有
實際中R3和R5應該比計算值小，這樣是為了讓三極管工作在飽和狀態(tài)，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性。
2.2 DC-AC電路
是由兩只p溝道MOSFET。Q1、Q2和兩只n溝道MOSFET Q5、Q6組成。在這里沒有采用4只n溝道MOSFET，原因是驅(qū)動電路復雜，如果采用上面的驅(qū)動電路接近電源的兩個導體管不能完全導通，發(fā)熱量為接近地一側(cè)導體管4倍以上，功耗增加，所以采用對管逆變即減小了功耗，而且驅(qū)動電路簡單。通過控制4個導體管的開關(guān)速度再通過低通濾波器即可實現(xiàn)DC/AC功能。
2.3 濾波電路
兩個肖特基整流二極管1N5822為續(xù)流二極管，這里為防止產(chǎn)生負電壓，C2、C3、C4、C5、L1、L2組成低通濾波器，其中C5、C6為瓷片電容，C2、C3用電解電容，充放電電流可以流進地，L1、L2為帶鐵芯的電感，帶鐵芯的電感對高頻的抑制比空心電感更好，電感值更高。關(guān)于參數(shù)的選取和截止頻率的計算如下
3 采樣電路
3.1 電流采樣電路的設計
由于終端負載一定，所以電流采樣實際等同于一個峰值檢測的過程，此電路實際是一個峰值檢測電路，P3為信號的2個輸入端，調(diào)整R10，R11和R17、R18取值來實現(xiàn)峰值測功能，電路中的阻值并不準確，需要實際中根據(jù)信號的幅值來調(diào)整R10、R11和R17、R18阻值和比值。R14、R15、R19、R20的電流為模擬比較器內(nèi)部偏置電流的10倍以上，電阻的阻值盡可能大，這樣既減小了功耗也保證了系統(tǒng)的穩(wěn)定性。Y3采用模擬比較器LM393，LM393內(nèi)部為開集電極輸出，應用的時候輸出端要接一個上拉電阻，電路如圖3所示。
3.2 MPPT采樣電路
在光伏系統(tǒng)中，通常要求太陽能電池的輸出功率始終最大，系統(tǒng)要能跟蹤太陽電池輸出的最大功率點。如果負載不能工作在電池提供的最大功率點，就不能充分利用在當前條件下電池所能提供的最大功率。因此，必須在太陽能電池和負載之間加入阻抗變換器，使得變換后的工作點正好和太陽能電池的最大功率點重合，使太陽能電池以最大功率輸出，這就是太陽能電池的最大功率跟蹤。即最大功率跟蹤MPPT，是本套光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬裝置研究的一個重要方向。由于光伏電池的最大功率輸出點是隨光強、負載和溫度變化的。為充分利用太陽能，系統(tǒng)必須實現(xiàn)最大功率點的跟蹤。本套光伏并網(wǎng)發(fā)電模擬采用恒定電壓控制方法，其優(yōu)點是簡單易行，且可以跟蹤最大功率點。電路的工作原理：本模塊電路的核心也是模擬比較器LM393，TL431提供7.5V的基準電壓，在這里基準電壓取值建議≥7.5V，取值可以比7.5V稍大，以提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，應保證流過R3、R9的電流為模擬比較器LM393偏置電流的10倍以上，R3、R9的取值盡可能大。R1、R2并聯(lián)是為了調(diào)試方便，現(xiàn)實中很難找到阻值很合適的電阻，滑動變阻器昂貴，所以用兩個電阻并聯(lián)調(diào)試效果比較理想。假設R為R1、R2并聯(lián)值，流過R的電流為I，則有
式(9)中的，可以認為是TL431的灌電流的最小值，流過R6的電流和模擬比較器LM393的偏置電流忽略不計。R6和R13阻值選取，應參考TL431內(nèi)部1腳的偏置電流，流過R6和R13的電流應該10倍于TL431內(nèi)部1腳的偏置電流，在保證系統(tǒng)穩(wěn)定的前提下盡量減小功耗。
輸出用了光電耦合器U4把控制電路和主電路隔離，防止主電路干擾控制電路，R4和R5的取值太大影響穩(wěn)定性，取值太小則使流過R4、R5的電流大功耗增加甚至損壞器件。
模擬比較器LM393的正相輸入端3腳位固定電壓7.5V，正常狀態(tài)下PD4采集到的為高電平，當2腳的電壓高于7.5V時輸出端1腳輸出低電平，光耦導通，PD4采集到的為低電平開始處理SPWM信號調(diào)整輸出阻抗來實現(xiàn)恒電壓跟蹤，最終實現(xiàn)最大功率點跟蹤。電路如圖4所示。
3.3 欠壓采樣電路設計
如圖5與圖4電路相似，模擬比較器的反相輸入端為基準電壓7.5V，而R22換成電位器，目的是為了便于調(diào)整使本裝置適用于不同欠壓值控制。輸出采用光電耦合器U4把控制電路和主電路隔離，防止主電路干擾控制電路，R22、R24的取值太大影響穩(wěn)定性，取值太小則使流過R22、R24的電流大功耗增加甚至損壞器件，R21、R23的取值大小參見4N25的輸入輸出特性曲線。
模擬比較器LM393的反相輸入端6腳位固定電壓7.5V，正常狀態(tài)下欠壓采樣輸出為高電平，當5腳電壓<7.5V時，輸出端7腳輸出為低電平，光耦導通，欠壓輸出端采集到的低電平欠壓保護電路開始工作，切斷主電路供電，實現(xiàn)欠壓保護。
4 欠壓過流保護電路設計
電路如圖6所示，當系統(tǒng)正常工作時，此過流保護的輸入端過流信號和欠壓即CD4011的1腳和2腳，檢測到的信號都是高電平，C04011的3腳輸出低電平，經(jīng)過U10B和U10C兩級反相最終CD4011的10腳輸出低電平，三極管2N3904截止，繼電器常閉端處于導通狀態(tài)，系統(tǒng)處于正常工作狀態(tài)。當輸出流過負載的電流過大或者輸入電壓不足時低電平觸發(fā)CD4011的1腳2腳，這時候3腳輸出高電平，電容C10充電經(jīng)過U10B和U10C兩級反相后10腳輸出高電平，三極管2N3904導通，繼電器的常閉端斷開，主電路停止供電，處于保護狀態(tài)。由于主電路電源被切斷U10A的輸入端檢測到高電平，3腳輸出低電平，由于CD4011的高輸入阻抗和開關(guān)二極管D6單向?qū)ㄗ饔?，C10的電荷只能通過R27釋放，當U10B的輸入端電位低于門限電壓，經(jīng)過U10B和U10C兩級反相后，三極管2N3904關(guān)閉，主電路開始供電。這樣實現(xiàn)了系統(tǒng)過流、欠壓故障排除后，裝置自動恢復為正常狀態(tài)。
此部分電路的設計采用雙輸入四與非門CD4011做反相器、開關(guān)二極管D6、電阻R27、電解電容C10、三極管2N3904和繼電器。R26的選取由繼電器的驅(qū)動電流和2N3904的放大倍數(shù)β來決定，過小則增加功耗，過大則不能驅(qū)動繼電器。R27和C10的放電時間就是系統(tǒng)過流欠壓保護后檢測的間隔時間。時間T=2×R27×C10。
5 結(jié)束語
光伏并網(wǎng)發(fā)電是一個集計算機技術(shù)、電力電子技術(shù)和材料科學等綜合性學科的技術(shù)。光伏并網(wǎng)發(fā)電有廣闊的發(fā)展前景，而太陽能利用將為環(huán)保事業(yè)、能源結(jié)構(gòu)的調(diào)整，減少對傳統(tǒng)能源的依賴做出巨大貢獻。隨著風電機組制造成本的不斷降低，化石燃料的逐步減少及其開采成本的增加，將使風電逐步增強市場競爭力。