電路功能與優(yōu)勢
　　構(gòu)建儀表放大器的傳統(tǒng)方法要用3個運算放大器和7個電阻，如圖1所示。這種方法需要4個精密匹配的電阻，以獲得良好的共模抑制比(CMRR)。如果匹配有誤差，則最終輸出也會產(chǎn)生誤差。某些節(jié)點上，一皮法或兩皮法(pF)的不平衡就會導致高頻CMRR顯著降低，而這一情況常被忽視。
　
　　該電路采用單芯片差動放大器和激光調(diào)整薄膜電阻構(gòu)成輸出放大器，因此可提供良好的直流和交流精度，而且所需器件比傳統(tǒng)方法要少。

圖1. 增益G = 201的儀表放大器（原理示意圖，未顯示去耦和所有連接）

電路描述
　　該電路采用 AD8271 差動放大器和兩個ADA4627-1 放大器，具有低噪聲、低漂移、低失調(diào)和高速特性。對于高阻抗信號源，由于ADA4627-1的JFET輸入偏置電流極低，因而是輸入級放大器的理想選擇。
　
　　輸入級運算放大器還必須具有低失調(diào)電壓和低失調(diào)電壓溫度漂移特性。同時需具有良好的驅(qū)動特性，以便使用低值電阻，使電阻熱噪聲最小。
　
　　為使本電路正常工作，必須考慮與運算放大器相關(guān)的裕量問題。
　
　　使用增益帶寬積大于數(shù)MHz的運算放大器時，精心考慮布局和旁路十分重要。典型的去耦網(wǎng)絡(luò)由一個1 μF至10 μF電解電容和一個0.01 μF至0.1 μF低電感陶瓷MLCC型電容并聯(lián)構(gòu)成。
　
　　僅有低阻抗信號源時，為使噪聲最低，必須保持低電壓噪聲。 AD8599 具有更低的噪聲、失調(diào)電壓漂移和電源電流，但輸入偏置電流則高得多，而且所獲得的帶寬將比ADA4627-1低。AD8599和ADA4627-1測得的−3 dB帶寬分別為56.6 kHz和87.6 kHz（參見圖2）。

圖2. 圖1所示電路分別使用ADA4627-1和AD8599作為輸入級時的帶寬比較

　　對于高阻抗信號源，雙極性運算放大器的輸入偏置電流和輸入噪聲電流可能會導致誤差。偏置電流產(chǎn)生I × R的壓降，經(jīng)過整體電路增益放大后，可能會導致數(shù)伏輸出偏移。輸入噪聲電流也會被源阻抗放大，產(chǎn)生額外的噪聲電壓。為避免這種情況，應(yīng)當使用ADA4627-1等JFET輸入運算放大器。雖然其電壓噪聲稍高于AD8599，但電流噪聲明顯低于后者，因此配合高阻抗信號源使用時，整體噪聲更低。
　
　　如圖3和圖4所示，AD8599適合用于較低源阻抗，ADA4627-1則更適合較高源阻抗。這里需要權(quán)衡：JFET運算放大器的輸入電容高于雙極性運算放大器，因此必須考慮RC時間常數(shù)。

圖3. 對于低阻抗信號源(0 Ω)，圖1所示電路分別使用ADA4627-1和AD8599作為輸入級時的噪聲譜密度(RTO)比較

圖4. 對于高阻抗信號源(66 kΩ)，圖1所示電路分別使用ADA4627-1和AD8599作為輸入級時的噪聲譜密度(RTO)比較

常見變化
　　AD8271或AD8274 可以配合各種運算放大器使用，以優(yōu)化電源電流、信號帶寬、溫度漂移和噪聲相關(guān)整體性能。
　
　　為獲得盡可能低的溫度漂移特性，可以使用一款自穩(wěn)零放大器，例如AD8539，但帶寬會降低，寬帶噪聲會提高。不過，對于10 Hz以下的帶寬堪稱絕佳選擇。
　
　　選擇本電路的運算放大器與差動放大器組合時，務(wù)必不要超出各放大器的輸入共模電壓范圍。這一點常被忽視，但卻是許多應(yīng)用發(fā)生問題的原因。
　
　　如果第一級增益約大于5，可以考慮使用非完全補償運算放大器，例如OP37，利用較低的電源電流獲得較高的壓擺率和信號帶寬。
　
　　當輸入信號為毫伏級、增益為1000時，第一級可以采用±2.5 V電源供電，既節(jié)省功耗又能提供更多的運算放大器選擇，例如AD8539自穩(wěn)零放大器。然而，如果輸入共模電壓范圍較高，則第一級必須選擇電源電壓更高的運算放大器。