為適應現(xiàn)代電子產(chǎn)品的發(fā)展需要，開關電源的設計朝著低電壓和大電流的趨勢發(fā)展。目前,該類型的模塊電源市場需求量很大,研究其相關技術有著重要的實際意義，其中正激變換器是最受歡迎的拓撲結構之一[1]。但是傳統(tǒng)的正激變換器無法實現(xiàn)軟開關，漏感和寄生電感會造成很大的電壓或電流尖峰，導致開關電源效率低下；另外，正激變換器有一個固有缺點是需附加電路才能實現(xiàn)變壓器磁復位。
    針對正激變換器的缺點，很多人提出了有源鉗位技術，相關的論文和成果也比較多[2-4]。有源鉗位技術解決了正激電路的變壓器磁復位，占空比可大于0.5，開關管的電壓應力低[5]，適合于輸入電壓范圍比較寬的應用場合。但是有源鉗位電路也有缺點，如果想要實現(xiàn)主功率開關管的ZVS 開通，需要在鐵心加氣隙以降低Lm，增大磁化電流。這樣做雖然實現(xiàn)了開關管的軟開通，但是會增加變壓器的鐵損。
    參考文獻[6-8]對有源箝位正激變換器的工作過程作了較詳細的分析, 本文則進一步深入分析了該變換器實現(xiàn)軟開關的條件，研究分析了一種能夠在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)有源鉗位正激變換軟開關的電路。該電路不僅實現(xiàn)了主功率管的軟開關，并且完全不依賴于正激變壓器的參數(shù)，是一種非常理想的有源箝位正激軟開關變換電路。
1 新型有源鉗位正激軟開關變換器
1.1 固定伏特秒值控制器工作原理
    固定伏特秒控制電路原理如圖1所示，其工作原理如下：PWM脈沖發(fā)生器由高性能固定頻率電流模式控制器UC3842及其外圍電路構成。UC3842工作在開環(huán)狀態(tài)，輸出達到最大占空比0.96。U1為比較器，其正向輸入端接一固定的基準電壓DC 2.5 V；其反向輸入端通過電阻R1接直流母線，給電容C2充電。

    在PWM脈沖發(fā)生器的輸出由高變低時，電容C2通過Q1放電；在PWM脈沖發(fā)生器的輸出高電平時，電容 C2通過R1充電。因此在電容C2上為一個固定周期的鋸齒波信號，當鋸齒波信號的幅值超過比較器U1的同向輸入端電壓時，比較器輸出低電平，Q2導通，主開關管S1關斷。在電阻R1和電容C2固定不變的情況下，鋸齒波信號的上升斜率和直流母線電壓成正比，因此固定伏特秒電路輸出信號的占空比和直流母線電壓成正比。
1.2 磁放大穩(wěn)壓電路工作原理
    該有源鉗位變換器副邊采用磁放大電路，通過對變壓器次級線圈輸出脈沖的脈寬進行控制實現(xiàn)精密穩(wěn)壓。如圖2所示，L1為一個飽和電感。磁放大器的核心是一個由軟磁合金制成的帶有矩形磁滯回線的環(huán)形磁芯，具有矩形磁滯回線及易飽和的特性。

    磁放大穩(wěn)壓原理如下：首先可以將磁放大器理解為一個PWM“磁開關”，在磁放大器飽和后，相當于“磁開關”打開，變壓器次級端方波脈沖通過，方波脈沖輻值×占空比等于輸出電壓。若輸出電壓升高，控制電路使磁放大器復位，退出飽和區(qū)，此時磁放大器相當于一個很大的電感，阻止變壓器次級端方波脈沖通過，即PWM“磁開關”關閉，這樣方波脈沖便會被“斬波”一部分，于是輸出電壓自然會下降，從而達到對輸出電壓穩(wěn)壓的目的。
1.3 有源鉗位正激變換器的工作原理
    該有源鉗位變換器的主電路如圖2所示。鉗位開關S2和主功率開關S1的驅(qū)動信號互補。圖2中鉗位電容C1上的電壓為：

    圖4為滿載條件下，主開關管S1的驅(qū)動信號和漏源極電壓波形，其中波形1為S1的驅(qū)動波形Vgs1，波形2為S1的漏源極電壓。

    圖5為滿載條件下，鉗位開關管S2的驅(qū)動信號和漏源極電壓波形，其中波形1為S1的驅(qū)動波形Vgs2，波形2為S2的漏源極電壓。

    通過圖4和圖5的波形可以看到，該新型有源鉗位電路完全解決了主開關管的零電壓開通，相對于傳統(tǒng)的有源鉗位電路具有很大的優(yōu)勢。
    本文針對模塊開關電源的發(fā)展趨勢以及有源鉗位電路的工作原理，研究了一種采用磁放大穩(wěn)壓技術的有源鉗位正激軟開關電路，并進行了詳細的理論分析。經(jīng)過樣機實驗，驗證了該理論分析的正確性，完全實現(xiàn)了主開關管和鉗位開關管的軟開關變換，并且不依賴于變壓器的設計，滿載輸出的轉(zhuǎn)換效率在89%以上。理論分析和實驗結果吻合，證明了本文研究的正確性。
參考文獻
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