隨著現(xiàn)代汽車用電設(shè)備種類的增多，功率等級的增加，所需要電源的型式越來越多，包括交流電源和直流電源。這些電源均需要采用開關(guān)變換器將蓄電池提供的+12VDC或+24VDC的直流電壓經(jīng)過DC-DC變換器提升為+220VDC或+240VDC,后級再經(jīng)過DC-AC變換器轉(zhuǎn)換為工頻交流電源或變頻調(diào)壓電源。對于前級DC-DC變換器，又包括高頻DC-AC逆變部分、高頻變壓器和AC-DC整流部分，不同的組合適應(yīng)不同的輸出功率等級，變換性能也有所不同。推挽逆變電路以其結(jié)構(gòu)簡單、變壓器磁芯利用率高等優(yōu)點得到了廣泛應(yīng)用，尤其是在低壓大電流輸入的中小功率場合；同時全橋整流電路也具有電壓利用率高、支持輸出功率較高等特點，因此本文采用推挽逆變-高頻變壓器-全橋整流方案，設(shè)計了24VDC輸入-220VDC 輸出、額定輸出功率600W的DC-DC變換器，并采用AP法設(shè)計相應(yīng)的推挽變壓器。

    1、推挽逆變的工作原理

    圖1給出了推挽逆變-高頻變壓-全橋整流DC-DC變換器的基本電路拓?fù)洹Ｍㄟ^控制兩個開關(guān)管S1和S2以相同的開關(guān)頻率交替導(dǎo)通，且每個開關(guān)管的占空比d均小于50%,留出一定死區(qū)時間以避免S1和S2同時導(dǎo)通。由前級推挽逆變將輸入直流低電壓逆變?yōu)榻涣鞲哳l低電壓，送至高頻變壓器原邊，并通過變壓器耦合，在副邊得到交流高頻高電壓，再經(jīng)過由反向快速恢復(fù)二極管FRD構(gòu)成的全橋整流、濾波后得到所期望的直流高電壓。由于開關(guān)管可承受的反壓最小為兩倍的輸入電壓，即2UI,而電流則是額定電流，所以， 推挽電路一般用在輸入電壓較低的中小功率場合。

    當(dāng)S1開通時，其漏源電壓 uDS1只是一個開關(guān)管的導(dǎo)通壓降，在理想情況下可假定 uDS1=0,而此時由于在繞組中會產(chǎn)生一個感應(yīng)電壓，并且根據(jù)變壓器初級繞組的同名端關(guān)系，該感應(yīng)電壓也會疊加到關(guān)斷的S2上，從而使S2在關(guān)斷時承受的電壓是輸入電壓與感應(yīng)電壓之和約為2UI.在實際中，變壓器的漏感會產(chǎn)生很大的尖峰電壓加在S2 兩端，從而引起大的關(guān)斷損耗，變換器的效率因受變壓器漏感的限制，不是很高。在S1和S2 的漏極之間接上RC緩沖電路，也稱為吸收電路，用來抑制尖峰電壓的產(chǎn)生。并且為了給能量回饋提供反饋回路，在S1和S2 兩端都反并聯(lián)上續(xù)流二極管FWD。

    2、開關(guān)變壓器的設(shè)計

    采用面積乘積（AP）法進(jìn)行設(shè)計。對于推挽逆變工作開關(guān)電源，原邊供電電壓UI=24V,副邊為全橋整流電路，期望輸出電壓UO=220V,輸出電流IO=3A,開關(guān)頻率fs=25kHz,初定變壓器效率η=0.9,工作磁通密度Bw=0.3T.

    （1）計算總視在功率PT.設(shè)反向快速恢復(fù)二極管FRD的壓降：VDF=0.6*2=1.2V

    3、推挽逆變的問題分析

    3.1能量回饋

    主電路導(dǎo)通期間，原邊電流隨時間而增加，導(dǎo)通時間由驅(qū)動電路決定。

    圖2（a）為S1導(dǎo)通、S2關(guān)斷時的等效電路，圖中箭頭為電流流向，從電源UI正極流出，經(jīng)過S1流入電源UI負(fù)極，即地，此時FWD1不導(dǎo)通；當(dāng)S1關(guān)斷時，S2未導(dǎo)通之前，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，S1的端電壓將升高，并通過變壓器耦合使得S2的端電壓下降，此時與S2并聯(lián)的能量恢復(fù)二極管FWD2還未導(dǎo)通，電路中并沒有電流流過，直到在變壓器原邊繞組上產(chǎn)生上正下負(fù)的感生電壓。如圖2（b）；FWD2導(dǎo)通，把反激能量反饋到電源中去，如圖2（c），箭頭指向為能量回饋的方向。

    3.2各點波形分析

    當(dāng)某一PWN信號的下降沿來臨時，其控制的開關(guān)元件關(guān)斷，由于原邊能量的儲存和漏電感的原因，漏極產(chǎn)生沖擊電壓，大于2UI,因為加入了RC緩沖電路，使其最終穩(wěn)定在2UI附近。

    當(dāng)S1的PWN 信號下降沿來臨，S1關(guān)斷，漏極產(chǎn)生較高的沖擊電壓，并使得與S2并聯(lián)的反饋能量二極管FWD2導(dǎo)通，形成能量回饋回路，此時S2漏極產(chǎn)生較高的沖擊電流，見圖4。

    4、實驗與分析

    4.1 原理設(shè)計

    圖5為簡化后的主電路。輸入24V 直流電壓，經(jīng)過大電容濾波后，接到推挽變壓器原邊的中間抽頭。變壓器原邊另外兩個抽頭分別接兩個全控型開關(guān)器件IGBT,并在此之間加入RC吸收電路，構(gòu)成推挽逆變電路。推挽變壓器輸出端經(jīng)全橋整流，大電容濾波得到220V直流電壓。并通過分壓支路得到反饋電壓信號UOUT。

    以CA3524芯片為核心，構(gòu)成控制電路。通過調(diào)節(jié)6、7管腳間的電阻和電容值來調(diào)節(jié)全控型開關(guān)器件的開關(guān)頻率。12、13 管腳輸出PWM脈沖信號，并通過驅(qū)動電路，分別交替控制兩個全控型開關(guān)器件。電壓反饋信號輸入芯片的1管腳，通過調(diào)節(jié)電位器P2給2管腳輸入電壓反饋信號的參考電壓，并與9管腳COM端連同CA3524內(nèi)部運放一起構(gòu)成PI調(diào)節(jié)器，調(diào)節(jié)PWM脈沖占空比，以達(dá)到穩(wěn)定輸出電壓220V的目的。

    4.2 結(jié)果與分析

    實驗結(jié)果表面，輸出電壓穩(wěn)定在220V,紋波電壓較小。最大輸出功率能達(dá)到近600W,系統(tǒng)效率基本穩(wěn)定在80%,達(dá)到預(yù)期效果。其中，由于IGBT效率損耗較大導(dǎo)致系統(tǒng)效率偏低，考慮如果采用損耗較小的MOSFET,系統(tǒng)效率會至少上升10%~15%.

    注意事項：

    （1） 變壓器初級繞組在正、反兩個方向激勵時，由于相應(yīng)的伏秒積不相等，會使磁芯的工作磁化曲線偏離原點，這一偏磁現(xiàn)象與開關(guān)管的選擇有關(guān)，原因是開關(guān)管反向恢復(fù)時間的不同> 可導(dǎo)致伏秒積的不同。

    （2）實驗中，隨著輸入電壓的微幅增高，系統(tǒng)損耗隨之增大，主要原因是變壓器磁芯產(chǎn)生較大的渦流損耗，系統(tǒng)效率有所下降。減小渦流損耗的措施主要有：減小感應(yīng)電勢，如采用鐵粉芯材料；增加鐵心的電阻率，如采用鐵氧體材料；加長渦流所經(jīng)的路徑，如采用硅鋼片或非晶帶。

    5、結(jié)論

    推挽電路特別適用于低壓大電流輸入的中小功率場合，并利用AP法設(shè)計了一種高頻推挽變壓器。實驗結(jié)果表明推挽逆變-高頻變壓-全橋整流的方案達(dá)到了預(yù)期的效果，使輸出電壓穩(wěn)定在220V并具有一定的輸出硬度，效率達(dá)到80%,為現(xiàn)代汽車電源的發(fā)展提供了一定的發(fā)展空間。<