寬帶寬無線發(fā)射器常用模擬正交調(diào)制器（AQM）把復(fù)合（I + j*Q）基帶信號轉(zhuǎn)換為射頻（RF）。AQM內(nèi)含一個本機振蕩器（LO）輸入、一個生成兩個LO 90度異相的分相器、兩個混頻器（每個混頻器將基帶信號混頻為射頻）以及一個組合兩個信號的加法器（圖1）。

圖1 模擬正交調(diào)制器系統(tǒng)結(jié)構(gòu)圖

就一個完美匹配I和Q通路的理想AQM而言，基帶信號的w_BB頻率復(fù)頻為：

根據(jù)基帶Q的不同符號，得到w_BB- w_RF或者w_BB+ w_RFRF輸出的單頻

但是，實際狀況不見得理想，有三種可能出現(xiàn)的誤差：

1. 基帶DC偏差
2. I和Q分支之間的增益錯配
3. LO相位誤差

圖2數(shù)學(xué)方法表示。

圖2 有偏差、增益及相位誤差的AQM的數(shù)學(xué)表示

DC 偏移會與 LO 混頻，產(chǎn)生 LO 饋通，即w_LO的頻率。I和Q分支的DC偏移加入正交，形成以下的LO饋通振幅：

    通過在基帶信號中添加一個反向偏差，可對LO饋通進行校正。許多雙高速DAC或集成發(fā)射器解決方案，例如：TI的AFE7071等，都包括生成校正用基帶偏差的數(shù)字電路。找到I和Q基帶信號最佳DC偏差值的一種簡單方法是，監(jiān)測LO饋通振幅，并反復(fù)地改變首個I DC偏差，然后再改變Q DC偏差，最終找到最小LO饋通（圖3）。在pass 1期間，Q DC偏差保持不變，而對I DC偏差進行掃描，直到找到最小LO饋通為止。在pass 2期間，I DC偏差值維持在最低限度，而對Q DC偏差進行掃描，直到找到最小LO饋通為止。在理想情況下，每個I和Q僅需要一個pass，但首批2個pass期間LO饋通最小值所產(chǎn)生的測量誤差，通常亦意味需要3個或者4個pass。

圖3 本機振蕩器饋通校正過程

   增益和相位誤差會導(dǎo)致無用混頻器抵銷不完全的結(jié)果—剩余量稱作邊帶抑制（SBS）。上下邊帶振幅以基帶Q輸入的增益誤差G和I分支混頻器LO的相位誤差?（弧度）作為開始，其為：

在這種情況下，低邊帶主導(dǎo)，而邊帶抑制為一個比率：

或者也可以用dBc表示：

圖4顯示dBc和相位及振幅誤差表示邊帶抑制的比較情況。

圖4 邊帶抑制（dBc）對比相位及振幅誤差

   使用上述類似方法求解LO饋通時，通過改變基帶信號的增益和相位來抵消AQM的增益和相位誤差，可以校正邊帶抑制（SBS）。如TI的DAC34SH84等高速插值數(shù)模轉(zhuǎn)換器（DAC），包含了一些生成DC偏差、基帶信號增益和相位變化的數(shù)字電路，從而可以輕松修正AQM的缺陷。

   盡管LO饋通和SBS均可在任何狀態(tài)下獲得完美的校正，但最佳校正值會隨電源電壓、溫度、RF和基帶頻率、LO功率等而變化。通常，僅在制造期間進行一次校正，之后，在系統(tǒng)起動時，再對這些值進行存儲和編程。在一次性校正以后，LO饋通和SBS的溫度、電壓和LO功率差異通常會在AQM數(shù)據(jù)表曲線圖中標(biāo)明（參見TI TRF3705數(shù)據(jù)表圖33-44）。LO饋通和SBS通常會好于–50 dBc（比未校正值好10-15 dB）。

下次，我們將討論電源噪聲對時鐘器件的影響，敬請期待。

參考文獻

TRF3705產(chǎn)品詳情：http://www.ti.com.cn/product/cn/trf3705。