引言

目前，多電平變流器以其突出的優(yōu)點(diǎn)在高壓大功率變流器中得到了日益廣泛的應(yīng)用，它不僅能減少輸出波形的諧波，也易于進(jìn)行模塊化設(shè)計(jì)。二極管中點(diǎn)箝位式(NPC) 三電平拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)即是高壓大功率變頻器的主流拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)之一。然而在三電平變流器的應(yīng)用中，也出現(xiàn)了一些問題，特別是共模電壓問題。目前，變頻器共模電壓的抑制方法主要有兩種：一是外加無源濾波器等或有源濾波器，這類方法會(huì)導(dǎo)致體積和成本顯著增加，且不易應(yīng)用于高壓大容量場合；二是通過控制策略從源頭減小共模電壓。一種SPWM消除共模電壓的調(diào)制方法是通過異相調(diào)制來消除開關(guān)共模電壓，但是存在直流電壓利用率低、線性調(diào)制區(qū)過小的問題。

針對SPWM調(diào)制的電壓利用率低、不利于運(yùn)用于各種調(diào)制比工況下的缺點(diǎn)，本文從三電平逆變器共模電壓形成機(jī)理出發(fā)，提出了一種基于優(yōu)化電壓空間矢量(SVPWM)方法，可有效抑制三電平逆變器輸出共模電壓。并通過Matlab/Simulink軟件對該方法進(jìn)行了仿真驗(yàn)證，結(jié)果表明效果良好。

光伏三電平逆變器及其共模電壓

本文研究的三電平光伏逆變器系統(tǒng)如圖1所示。其輸入為光伏陣列的直流電壓，逆變器主拓?fù)錇镹PC三電平結(jié)構(gòu)。設(shè)直流母線電壓的幅值為Vdc，用開關(guān)狀態(tài)字 “1”、“0”和“-1”分別表示逆變器每相輸出為+Vdc/2、0和-Vdc/2的三種狀態(tài)，則三相三電平逆變器總共有27種不同的開關(guān)狀態(tài)。根據(jù)幅值和相位可以畫出三電平逆變器的電壓空間矢量圖，具體如圖2所示。

表1 輸出控制字與共模電壓的關(guān)系

對于三電平逆變器而言, 必須保證輸出電壓的基波分量幅值與輸出頻率成一定的正比關(guān)系變化，其共模電壓的計(jì)算與它們的觸發(fā)方式有關(guān)。設(shè)Ua、Ub、Uc分別為逆變器的三相相電壓。根據(jù)三相三線制的對稱性原理，推得三相輸出電壓波形的共模電壓為：

(1)

因而，對應(yīng)三相三電平每一種開關(guān)序列的共模電壓大小如表1所示。

圖3 普通SVPWM下共模電壓波形

通常的空間矢量調(diào)制策略都會(huì)使用圖2中所記載的19種有效矢量，以達(dá)到直流母線電壓利用率高，輸出諧波小。但是會(huì)帶來較大的輸出共模電壓，最高VCM幅值會(huì)達(dá)到了Vdc/3。圖3顯示的是母線電壓Vdc=600V時(shí)，一種普通SVPWM產(chǎn)生的共模電壓最大幅度達(dá)到了200V，這樣大的共模電壓會(huì)對系統(tǒng)造成很大的不利影響。

抑制共模電壓SVPWM原理

從表1中的27種狀態(tài)可以看出，對于可控的PWM輸出波來講，其輸出共模電壓的幅值在0Vdc～Vdc/2之間變化。欲減小共模電壓，應(yīng)盡量不使3個(gè)輸出端與同一“+”極性端或“-”極性端連接，避免2個(gè)端子一起接到“+”極性端或“-”極性端，而另一個(gè)端子接到直流中性點(diǎn)，如使用表中D類的7個(gè)狀態(tài)字，此時(shí)逆變器的輸出共模電壓為0，但不能只選用D類矢量，因?yàn)槟菢与m能很好的抑制共模干擾，但卻因?yàn)樯俚暮铣墒噶繒?huì)造成參考電壓過渡不平滑，使得逆變器輸出線線間電壓波形變差，因此需要均衡考慮共模差模問題。本文所研究的SVPWM算法中，就是選擇合理輸出共模電壓較小的矢量來合成參考電壓矢量。由表1可見(111、-1-1-1)，(110、101、011、 0-1-1、-10-1、-1-10)八個(gè)開關(guān)狀態(tài)造成了很大的共模干擾，因此，本研究就避開這八個(gè)開關(guān)狀態(tài)(即圖2中方框中的矢量)，這樣就能從源頭上降低逆變器的共模輸出電壓。

本文具體采用CDE三類矢量，這樣，理論上即可以把逆變器輸出共模電壓幅值降為Vdc/6。然而可用矢量的減少使得無法采用傳統(tǒng)的七段式脈沖觸發(fā)序列，因此，本策略采用五段式脈沖觸發(fā)序列。

基于以上分析，可依據(jù)下列步驟實(shí)現(xiàn)SVPWM算法：

① 確定當(dāng)前矢量的幅值和角度；

② 判斷參考矢量所處的扇區(qū)及區(qū)域；

③ 確定構(gòu)成該矢量的實(shí)際開關(guān)矢量；

④ 確定開關(guān)矢量的作用時(shí)間及工作順序。

本文以圖4Ⅰ扇區(qū)F區(qū)為例，在F區(qū)中各矢量持續(xù)時(shí)間為：

(2)

式2中：ta、tb、tc分別表示矢量V1、V8、V7在一個(gè)PWM周期內(nèi)的持續(xù)時(shí)間；A為輸出電壓調(diào)制比，Ts為開關(guān)周期。開關(guān)變換次序?yàn)?(100、10-1、1-1-1、10-1、100)，考慮共模電壓抑制后的輸出矢量時(shí)序如圖5所示。對于該扇區(qū)的其它小三角形，按照以上過程，確定矢量作用順序，計(jì)算三角形頂點(diǎn)開關(guān)矢量作用時(shí)間。同理，可以計(jì)算出其他扇區(qū)內(nèi)各三角形頂點(diǎn)開關(guān)矢量作用時(shí)間。

仿真驗(yàn)證和分析

根據(jù)三電平NPC逆變器數(shù)學(xué)模型和控制策略，驗(yàn)證本文提出的三電平空間矢量調(diào)制算法及其共模電壓抑制策略的有效性，針對三相電網(wǎng)負(fù)載進(jìn)行了仿真研究，使用的是MATLAB7.0。以Simulink為平臺，SimPower System工具箱為輔助?？紤]到用最短的時(shí)間得到結(jié)論，模塊中的控制算法用基于解釋的S文件實(shí)現(xiàn)。

三電平五段法在每個(gè)采樣周期內(nèi)有一相開關(guān)不動(dòng)作，比三電平七段法減少了每個(gè)采樣周期內(nèi)開關(guān)次數(shù)，從而減小了開關(guān)損耗，提高了效率。由于在一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)開關(guān)次數(shù)減少了，逆變輸出電壓(電流)的THD有所增大，這就對控制器參數(shù)和輸出濾波器的設(shè)計(jì)有了更高的要求。

圖6  NPC三電平仿真模型

圖6為NPC三電平逆變器的總體結(jié)構(gòu)框圖，其中Three-level Bridge為NPC逆變器主拓?fù)洌琓hree-phase V-I Measurement為主測量模塊，SVPWM模塊負(fù)責(zé)產(chǎn)生PWM波。

仿真參數(shù)和試驗(yàn)波形如下：電網(wǎng)參數(shù)：Em=200V，f=50Hz，濾波電感：LS=1.28mH。直流母線電壓Vdc=600v。開關(guān)頻率 fS=10kHz，采樣頻率fN=10kHz。圖7至圖10為仿真試驗(yàn)結(jié)果波形圖。對三相輸出的相電壓和線電壓的頻譜進(jìn)行分析，線電壓的THD為 1.25%，經(jīng)輸出電感濾波后得到正弦波幅值為311.4V, THD下降到0.27%，如圖8所示。相電壓的THD為23.96%，主要表現(xiàn)為3次諧波，與普通SVPWM/控制策略下輸出相電壓(圖9)相比較可知，諧波含量還略有下降。

圖10為采用優(yōu)化SVPWM 算法后的共模電壓仿真波形。從圖中可以明顯看出，該方法可將共模電壓完全抑制到直流電壓的1/6，為100V。

圖10 輸出共模電壓波形

結(jié)束語

本文提出了一種簡略矢量選擇的SVPWM方法，通過特定的矢量合成算法，將共模電壓抑制到其直流母線電壓的1/6。分析和仿真表明，該方法可以將共模電壓幅值抑制到普通SVPWM算法的1/2，即Vdc/6，克服了目前一些SPWM方法的缺陷。此外，本方法用軟件實(shí)現(xiàn)，無需增加硬件成本，不僅對其它領(lǐng)域三電平逆變器控制設(shè)計(jì)有良好參考意義，也具有廣闊的應(yīng)用價(jià)值。