如圖 10.19 所示，里面會有一些主要的假設(shè)。我們將這些假設(shè)運(yùn)用于幾乎所有的具有雙通道反饋的 RISO 電路中。首先，我們假設(shè) CL>10* CF，這也就是說，在高頻率時，CL 早在 CF 短路前短路。因此，我們將短路 CL 以排除 FB#1，從而便于單獨分析 FB#2。另外，我們假設(shè)RF>10*Riso，這意味著作為 Riso 的負(fù)載，該 RF 幾乎完全失效。從圖 10.19 和圖 10.20 中具體的公式推導(dǎo)，我們可以看出，當(dāng) zero, fza = 19.41Hz（由 RF 和 CF 產(chǎn)生）時，F(xiàn)B#2 在原點擁有一個極點。由于在高頻時，CF 和 CL 同時處于短路狀態(tài)，所以 FB#2 高頻 1/b 部分即為Ro+Riso 與 Riso之間的比值。FB#2 1/b的公式推導(dǎo)請參閱下一張圖（圖?10.20），有關(guān)計算結(jié)果請參閱下圖。FB#2 高頻 1/b設(shè)置為?3.25dB 或 10.24dB、原點擁有一個極點以及當(dāng)頻率為 19.41Hz 時的零點。
圖 10.19 FB#2 分析：發(fā)射極跟隨器
圖 10.20 FB#2 1/b公式推導(dǎo)：發(fā)射極跟隨器
FB#2b的公式推導(dǎo)如圖 10.20 左側(cè)所示。由于 1/b是b的倒數(shù)，所以?FB#1 1/b的計算結(jié)果可以輕而易舉的被推導(dǎo)出來，具體推導(dǎo)過程請參閱圖?10.20 右側(cè)。從圖中我們還發(fā)現(xiàn)，在b推導(dǎo)過程中的?pole, fpa 變成了 1/b推導(dǎo)過程中的?zero, fza。
圖 10.21 FB#2 AC 電路分析：發(fā)射極跟隨器
為了檢驗 FB#2 的一階分析情況，我們可采用如圖 10.21 所示的 Tina SPICE 電路。再者，為了便于分析，我們將 CL 設(shè)置為 10GF，因此對各種相關(guān)的頻率而言，CL 都等同于短路狀態(tài)。但是，在開展 AC 分析前，仍允許 SPICE 查找到相應(yīng)的 DC 工作點。
Tina SPICE 仿真的結(jié)果如圖 10.22 所示。FB#2 1/b曲線正如當(dāng)?fza= 19.41Hz 以及高頻 1/b= 10.235dB 時，采用一階分析推算出來的結(jié)果一樣。另外，我們也繪制出 OPA177 Aol 曲線，以弄清楚在高頻率時，F(xiàn)B#2 將如何與其相交。
圖 10.22 FB#2 1/b曲線：發(fā)射極跟隨器
如果推算的 FB#1 和 FB#2 的疊加結(jié)果會產(chǎn)生所需的最終 1/b曲線，那么我們將通過如圖?10.23 所示的?Tina SPICE 電路，開展分析工作。我們還可通過 Tina SPICE 電路，繪制出 Aol曲線、最終的 1/b曲線以及環(huán)路增益曲線。
圖 10.23 最終環(huán)路增益分析電路：發(fā)射極跟隨器
從圖 10.24 中，我們可以看出，分析結(jié)果驗證了我們所推算的最終 1/b曲線。在環(huán)路增益為零的?fcl 處，推算的接近速率為 20dB/decade。
圖 10.24 最終 1/b曲線：發(fā)射極跟隨器
最終電路的環(huán)路增益相位曲線（采用 FB#1 和 FB#2）如圖 10.25 所示。相移從未下降至 58.77 度以下（如為當(dāng)頻率為 199.57kHz時的情況），而且，在 fcl 處（頻率為 199.57kHz），相位裕度為 76.59 度。
圖 10.25 最終環(huán)路增益分析：發(fā)射極跟隨器
我們將采用圖 10.26 中的 Tina SPICE 電路，對我們的穩(wěn)定電路進(jìn)行最后的檢驗——瞬態(tài)穩(wěn)定性測試。
圖 10.26 最終瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路：發(fā)射極跟隨器
圖 10.27 中最終電路瞬態(tài)穩(wěn)定性的測試結(jié)果符合我們其他所有的推算結(jié)果，從而研制出一款性能優(yōu)良、運(yùn)行穩(wěn)定的電路。而且，我們可以信心十足的將這種電路投入量產(chǎn)，因為它不會發(fā)生故障或在實際運(yùn)行中出現(xiàn)異常。
圖 10.27 最終瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：發(fā)射極跟隨器
圖 10.28 最終 Vout/Vin 傳輸函數(shù)電路：發(fā)射極跟隨器
通過圖 10.28 中的 Tina SPICE 電路，可驗證我們對 Vout/Vin 的推算是否正確。
從圖 10.29 中，我們可以看出，Vout/Vin 的測試結(jié)果與我們推算的一階分析結(jié)果一致，具體表現(xiàn)為：當(dāng)頻率為 625.53Hz 時，單極點開始下降。而且，當(dāng)頻率約為 200kHz（此時，F(xiàn)B#2 與 OPA177 Aol 曲線相交）時，出現(xiàn)第二個極點。
圖 10.29 最終 Vout/Vin傳輸函數(shù)：發(fā)射極跟隨器
圖 10.30 總結(jié)了一種易于使用的漸進(jìn)式程序。這種程序輕松地將具有雙通道反饋的 RISO 電容性負(fù)載穩(wěn)定性技術(shù)應(yīng)用于雙極發(fā)射極跟隨器輸出運(yùn)算放大器上。
1)測量運(yùn)算放大器的 Aol
2)測量運(yùn)算放大器的 Zo，并在圖上繪制出其曲線
3)確定 RO
4)創(chuàng)建 Zo 的外部模型
5)計算 FB#1 低頻 1/b：對單位增益電壓緩沖器而言，該值為 1
6)將 FB#2 高頻 1/b 設(shè)置為比 FB#1 低頻 1/b 高 +10dB（為獲得最佳的 Vout/Vin 瞬態(tài)響應(yīng)并實現(xiàn)環(huán)路增益帶寬內(nèi)相移量最少）
7)從 FB#2 高頻 1/b中選擇 Riso 以及 RO
8)從 CL、Riso、 RO 中，計算 FB#1 1/b fzx
9)設(shè)置 FB#2 1/b fza = 1/10 fzx
10)選擇具有實際值的 RF 和 CF，以產(chǎn)生 fza
11)采用 Aol、1/b、環(huán)路增益、Vout/Vin 以及瞬態(tài)分析的最終值，運(yùn)行仿真以驗證設(shè)計的可行性
12)核實環(huán)路增益相移的下降不得超過
135 度（>45 度相位裕度）
13)針對低噪聲應(yīng)用而言：檢查 Vout/Vin 扁平響應(yīng)，以避免增益驟增Vout/Vin 中的噪聲陡升
圖 10.30 具有雙通道反饋的 RISO 補(bǔ)償程序：發(fā)射極跟隨器
圖 10.31 雙通道反饋和 BIG NOT
當(dāng)運(yùn)算放大器采用雙通道反饋回路時，有一種異常重要的情況需要避免，那就是“BIG NOT”。如圖 10.31 所示，存在能夠產(chǎn)生反饋回路的運(yùn)算放大器電路（反饋回路導(dǎo)致了 BIG NOT），這可從包括有效 1/β 斜坡（從 +20db/decade 驟變?yōu)?–20dB/decade）的最終 1/β 曲線中看出。這種快速變化意味著在 1/β 曲線中存在復(fù)共扼極點，因此，也意味著在環(huán)路增益曲線中存在復(fù)共扼零點。當(dāng)處于復(fù)合零點/復(fù)合極點的頻率時，復(fù)合零點和極點產(chǎn)生了 ±90 度的相移。同時，在復(fù)合零點/復(fù)合極點附近的相位斜坡在頻率發(fā)生位置的窄頻帶，可在 ±90 度至 ±180 度之間變化。出現(xiàn)復(fù)合零點/復(fù)合極點將在閉環(huán)運(yùn)算放大器響應(yīng)中導(dǎo)致增益的驟增。這種現(xiàn)象會造成負(fù)面的影響，尤其是對于功率運(yùn)算放大器電路而言，更是如此。
圖 10.32 以圖表的形式創(chuàng)建 BIG NOT
讓我們回到圖 10.17 OPA177 Aol 曲線上的 FB#1 和 FB#2 標(biāo)繪點，只要改變?nèi)鐖D 10.32 所示的 fza 的位置，就可輕而易舉的創(chuàng)建 BIG NOT。在 fcl 處，按照以往接近速率的情況，顯示這種電路的運(yùn)行是穩(wěn)定的——但是，果真如此么？
在圖 10.33 中，我們改變了同時用于分析 FB#1 和 FB#2 的 Tina SPICE 電路，以創(chuàng)建如圖 10.32 所示的 BIG NOT。將 CF 由 82nF 調(diào)整為 220pF，以便于將 fza 移到所需的 BIG NOT 創(chuàng)建位置。
圖 10.33 環(huán)路增益分析電路：BIG NOT
圖 10.34 1/b曲線：BIG NOT
BIG NOT 的 1/b曲線與?OPA177 Aol 曲線一起在圖 10.34 中標(biāo)繪出來。在 fcl 處，出現(xiàn)了 20dB/decade 的接近速率。但是，請注意在 BIG NOT 1/b曲線中，斜率有一個急劇的變化——從?+20dB/decade 變?yōu)?–20dB/decade。然而，這種 1/b曲線的急劇變化并非是一件好事，為此，我們應(yīng)質(zhì)疑這種電路的穩(wěn)定性。
圖 10.35 中 BIG NOT 電路的環(huán)路增益曲線表明相移幾乎達(dá)到了 180 度（當(dāng)頻率為 1.034kHz時，大于 167 度），這意味著當(dāng)頻率為 1.034kHz 時，我們僅與 180 度的相移相距約 13 度。同時，請注意觀察在這同一區(qū)域，環(huán)路增益是如何向下朝著零點環(huán)路增益急劇形成尖峰的。同樣，在 fcl 處，有著充足的相位裕度。但是，我們還是會問，這種電路運(yùn)行穩(wěn)定么？
圖 10.35 環(huán)路增益分析：BIG NOT
于是，假設(shè)我們在穩(wěn)定性分析技巧方面毫無經(jīng)驗（事實上并非如此），接著構(gòu)建這款 BIG NOT 電路。我們期望了解實際應(yīng)用中的瞬態(tài)穩(wěn)定性會是如何開展的。通過圖 10.36 中的 Tina SPICE 電路，我們可以看到，如果我們將該 BIG NOT 電路投入量產(chǎn)，再將其投入實際的應(yīng)用中，會產(chǎn)生什么結(jié)果呢？
圖 10.36 瞬態(tài)穩(wěn)定性測試電路：BIG NOT
千萬不要告訴您的上司，我們將該電路投入了量產(chǎn)，否則情況會更糟糕?？蛻羰盏侥l(fā)送的、內(nèi)置這種電路的設(shè)備后，發(fā)現(xiàn)有時向電路供電或當(dāng)其他負(fù)載突然饋入該參考緩沖電路時，會出現(xiàn)奇怪和間歇性的問題。這是更新我們的歷史參數(shù)的適當(dāng)時候嗎？盡管該電路不是振蕩器，但是，如圖 10.37 所示來自瞬態(tài)穩(wěn)定性測試中過度的振鈴和很長的建立時間意味著電路處于穩(wěn)定的邊緣上。根據(jù) BIG NOT 出現(xiàn)的位置，振動器振鈴的持續(xù)時間和振幅更容易變得比本例所述的情況還糟。從電路板和系統(tǒng)層面來考慮，我們將這種電路定義為“不穩(wěn)定”，尤其是當(dāng)我們的分析工作未涵蓋實際應(yīng)用中的寄生效應(yīng)時，情況更是如此（這些寄生效應(yīng)出現(xiàn)在 PCB 布局、組件容差、運(yùn)算放大器參數(shù)容差以及組件和運(yùn)算放大器參數(shù)的溫度變化等方面）。令人感到欣慰的是，我們只將該電路投入“虛擬”的量產(chǎn)，而相應(yīng)的將我們的具有雙通道反饋的 RISO 應(yīng)用到即將投入實際使用的電路。
圖 10.37 瞬態(tài)穩(wěn)定性測試：BIG NOT