文獻標(biāo)識碼: A
DOI:10.16157/j.issn.0258-7998.2017.02.033
中文引用格式: 何松原,陳榮. 基于互感器的數(shù)字鎖相環(huán)設(shè)計[J].電子技術(shù)應(yīng)用,2017,43(2):137-139,144.
英文引用格式: He Songyuan,Chen Rong. Design of digital phase-locked loop based on transformer[J].Application of Electronic Technique,2017,43(2):137-139,144.
0 引言
在新能源并網(wǎng)發(fā)電中,鎖相環(huán)的應(yīng)用非常廣泛。逆變器的并網(wǎng)就需要傳感器對電網(wǎng)相位、頻率信息的采集,然后進行A/D轉(zhuǎn)換。如何對電網(wǎng)電壓信息準(zhǔn)確快速地獲取成為并網(wǎng)逆變器研究的焦點。傳統(tǒng)的硬件鎖相環(huán)由硬件電路對電壓的過零點檢測,雖成本較低且易于實現(xiàn),但易受外界條件的干擾且精度不高。為了使逆變器在并網(wǎng)時輸出電流能快速準(zhǔn)確地跟蹤上電網(wǎng)電壓相位,數(shù)字化鎖相技術(shù)應(yīng)運而生[1-3]。鎖相環(huán)的作用在于產(chǎn)生相位角,使并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓保持同頻同相,同時實時計算電網(wǎng)的當(dāng)前相位以便進行坐標(biāo)變換來完成電流內(nèi)環(huán)解耦[4]。本文利用互感器實現(xiàn)了基于預(yù)測電流無差拍方法結(jié)合改進的解耦方法和空間矢量調(diào)制的策略[5-6],很好地解決三相逆變器在并網(wǎng)運行時鎖相問題。在MATLAB/Simulink軟件下搭建模型并進行仿真驗證,仿真和實驗結(jié)果證實基于互感器的數(shù)字鎖相環(huán)在鎖相精度和速度方面具有良好的效果。
1 逆變器拓撲結(jié)構(gòu)
逆變器拓撲結(jié)構(gòu)如圖1所示,直流側(cè)一般由兩個支撐電容[7]串聯(lián)而成,起到穩(wěn)定母線電壓,吸收紋波電流、功率解耦、均壓等作用。而在實際應(yīng)用中,還需在每個電容兩端 并聯(lián)一定阻值的均壓電阻,其作用一是進一步解決均壓的問題,二是在系統(tǒng)停機時,可以提供一個能量釋放的通道,所以這個電阻可以稱為均壓電阻或釋放電阻。
樣機設(shè)計功率1.2 kVA,支撐電容的計算有多種方法,目前還沒有統(tǒng)一的定論,本設(shè)計根據(jù)式(1)方法計算,得Cd為332 μF,選擇兩只450 V/1 000 μF電解電容串聯(lián),等效電容容值500 μF,泄放電阻選擇10W30KJ。
本設(shè)計對電網(wǎng)電壓信息的采集依賴互感器實現(xiàn),互感器是一種利用電磁感應(yīng)原理對信號采集的傳感器[8]。電壓互感器原理上是電流型電壓互感器,所以電壓檢測電路與電流檢測電路類似,參數(shù)設(shè)置也可以參考。以電流檢測電路為例,如圖2所示。
電流互感器初級串聯(lián)在輸出電路中,次級近似短路狀態(tài),第一級將電流信號轉(zhuǎn)變成電壓信號;第二級是為后加運放提供一個基準(zhǔn)電壓;第三級是一個差分放大電路,放大電壓信號;最后一級為電壓跟隨,起阻抗變換作用,提高電路帶負載能力,A/D輸入利用鉗位二極管使得電壓鉗位在3.3 V。
對于電網(wǎng)頻率的采集使用的是過零檢測電路,根據(jù)電網(wǎng)的檢測信號設(shè)置A/D采樣頻率,兩個零點之間的 時間就是電網(wǎng)的周期,過零檢測電路如圖3所示。
過零檢測電路第一級與電路檢測電路作用相同,將電流信號轉(zhuǎn)變?yōu)殡妷盒盘?;第二級LM339是比較器,將正弦信號轉(zhuǎn)變頻率相同的-5 V~+5 V的方波信號;第三級是一個反相器,將信號轉(zhuǎn)換為0~5 V的方波信號;然后經(jīng)過第四級第五級限幅反向送入到DSP中,控制DSP是上升沿出發(fā)還是下降沿出發(fā)就可以獲得相應(yīng)的頻率,鉗位二極管起到保護I/O口的作用。
2 無差拍功率解耦控制
對于圖1根據(jù)KVL可得,
根據(jù)式(4)離散化處理后進行無差拍跟蹤控制,電壓外環(huán)PI控制,電流內(nèi)環(huán)無差拍控制[9],采用無差拍有利于數(shù)字化控制的實現(xiàn)。
對式(2)進行abc/dp變換,可得與電網(wǎng)電壓同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的模型:
式中,ud,uq為逆變器輸出電壓矢量的dq分量;ed,eq為三相電網(wǎng)電壓矢量的dq分量;id,iq為逆變器輸出電流矢量的dq分量;ω為電網(wǎng)電壓角頻率。
式(5)可以發(fā)現(xiàn)電網(wǎng)電壓不僅影響軸電流,而且受交叉耦合影響,所以要對dq軸的電流解耦[10]。
在ea,eb,ec平衡狀態(tài)下,電網(wǎng)電壓矢量選取直軸方向定向,即ed=ES,eq=0,通過對ud和id的調(diào)節(jié),從而調(diào)節(jié)輸出有功功率。電網(wǎng)電壓合成矢量Es,電感上的電壓矢量VL,電阻電壓矢量VR,并網(wǎng)電流矢量Is,功率因數(shù)角,空間矢量圖如圖4所示。
代入式(5)可得:
傳統(tǒng)解耦框圖如圖5所示,利用PI調(diào)節(jié)器完成輸出電流對參考電流的直交軸分別跟蹤。
改進的解耦方法直接引入?yún)⒖茧娏鞯慕怦?,系統(tǒng)動態(tài)響應(yīng)速度更快,且不含有橋臂脈動分量,避免了脈動分量之間的耦合,從而提高了入網(wǎng)電流質(zhì)量[11]。改進交流電流內(nèi)環(huán)解耦框圖如圖6所示。
解耦后功率為:
式中,P為有功功率,Q為無功功率。這樣就實現(xiàn)了功率解耦控制,從逆變器側(cè)來看,若直軸電流為正,交軸電流為零,輸出能量全部為有功功率,為單位功率因數(shù)逆變;若直軸電流為正,交軸為負,可以實現(xiàn)對電網(wǎng)無功補償。改變直交軸電流分量,就能夠調(diào)節(jié)并網(wǎng)功率和電能質(zhì)量。
3 實驗
為了更好地驗證該控制策略的可行性和可靠性,研制了一臺1.2 kVA樣機,處理器使用了TI公司的TMS320F2812,驅(qū)動芯片使用了IR公司的IR2132,功率器件使用了IR公司型號為IRFP460的MOSFET。實驗參數(shù)與仿真參數(shù)一致。
當(dāng)開關(guān)頻率為10 kHz時,逆變器輸出電壓波形如圖7所示,可以看出,由于開關(guān)頻率不夠高,濾波器參數(shù)不適配,峰頂有包絡(luò),高頻分量多,此時含有較多的諧波分量;當(dāng)開關(guān)頻率為20 kHz時,逆變器輸出電壓波形如圖所示,可以看出,此時波形明顯好于10 kHz,此時濾波電感為3 mH,濾波電容2.2 μF。
圖8(a)是M為0.9時的濾波前電壓波形。圖8(b)是輸出電壓和輸出電流波形,調(diào)制比M由逆變器輸出相電壓與直流母線電壓共同決定的,一般情況下盡可能地使調(diào)制比接近于1。
圖9(a)為電網(wǎng)電壓過零點檢測時測出的波形,從圖中可以看出,電網(wǎng)電壓和方波電壓頻率一致,從而可以利用DSP捕獲中斷捕獲上升沿或者下降沿信號獲取電網(wǎng)頻率信息。圖9(b)為電網(wǎng)電壓鎖相角,實驗波形是通過DSP將角度轉(zhuǎn)換成正值從DA口顯示出來。從波形可以看出,該鎖相角的變化范圍從0到2π。
由于基于電流預(yù)測無差功率解耦控制策略將電網(wǎng)電壓與并網(wǎng)電流實現(xiàn)了雙閉環(huán)控制,解耦后可以通過控制id和iq從而調(diào)節(jié)控制系統(tǒng)的輸出能量和功率因數(shù),達到了調(diào)節(jié)并網(wǎng)功率和電能質(zhì)量的效果。
4 結(jié)論
本文從理論和實驗上分析和驗證了基于互感器的數(shù)字鎖相環(huán)可行性,結(jié)合電流預(yù)測無差拍方法和空間矢量調(diào)制技術(shù)應(yīng)用到1.2 kVA樣機中。從仿真和實驗結(jié)果來看,該方法對于并網(wǎng)鎖相有很強的適用性,同時也可以看出該數(shù)字鎖相環(huán)具有良好的穩(wěn)態(tài)特性和動態(tài)特性,可以實現(xiàn)對給定電流進行快速精確地跟蹤,鎖相波形效果良好。
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作者信息:
何松原1,陳 榮1,2
(1.江蘇大學(xué) 電氣信息工程學(xué)院,江蘇 鎮(zhèn)江212013;2.鹽城工學(xué)院 電氣學(xué)院,江蘇 鹽城224051)