0 引言

    高速和高線性度寬帶數(shù)模轉(zhuǎn)換器DAC(Digital-to-Analog Converter)是現(xiàn)代寬帶通信集成電路的重要組成。要求12位或更高分辨率且采樣率在吉赫茲以上DAC的首選結(jié)構(gòu)是電流舵結(jié)構(gòu)^[1]。電流舵型DAC中一個(gè)典型的問(wèn)題是當(dāng)信號(hào)頻率增加時(shí)，諧波失真也迅速增加，輸出阻抗隨數(shù)碼變化以及開(kāi)關(guān)不同步產(chǎn)生的毛刺是限制SFDR的主要因素^[2-3]，嘗試減少毛刺的方法包括使用觸發(fā)器同步開(kāi)關(guān)信號(hào)以及使用歸零輸出技術(shù)抵消數(shù)碼變化期間的輸出，但這依然是有局限性的，由于電路復(fù)雜度增加，開(kāi)關(guān)時(shí)序偏差變得不可避免，歸零技術(shù)也難以為小電阻負(fù)載提供大的幅值^[4]。文獻(xiàn)[5]提出一種動(dòng)態(tài)隨機(jī)均衡的電流源選擇算法，將誤差隨機(jī)均衡，進(jìn)而提高動(dòng)態(tài)性能。文獻(xiàn)[6]提出了一種跟蹤衰減技術(shù)，其本質(zhì)上是一個(gè)與負(fù)載并聯(lián)的開(kāi)關(guān)，在DAC的數(shù)碼變換期間使DAC輸出短路。文獻(xiàn)[7]使用去毛刺(Deglitch)電路將非歸零DAC轉(zhuǎn)化為歸零DAC，將頻帶拓寬至第二三奈奎斯特域內(nèi)并實(shí)現(xiàn)動(dòng)態(tài)范圍的提升，但該方法會(huì)降低第一奈奎斯特域內(nèi)的信號(hào)幅值和動(dòng)態(tài)性能，且會(huì)導(dǎo)致更頻繁的電平切換。

    本文對(duì)DAC的關(guān)注主要集中在第一奈奎斯特域內(nèi)。為了避免毛刺和衰減問(wèn)題，可以使用采樣保持電路(THA)實(shí)現(xiàn)去毛刺功能，這是一種通過(guò)在DAC之后加入一級(jí)采樣保持電路來(lái)改善性能的方法。Deglitch電路去除毛刺的原理如圖1所示，通過(guò)選擇最佳的采樣開(kāi)關(guān)時(shí)序，使Deglitch電路可以在DAC穩(wěn)定輸出期間跟蹤DAC輸出，在DAC開(kāi)關(guān)切換期間保持采樣的模擬信號(hào)值，從而消除模擬輸出毛刺。

    無(wú)雜散動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)用于衡量DAC輸出正弦信號(hào)的頻譜純度，是高速DAC芯片最關(guān)鍵的技術(shù)指標(biāo)之一。為了實(shí)現(xiàn)在整個(gè)奈奎斯特域內(nèi)都能有良好的動(dòng)態(tài)性能，本文介紹了一種含有Deglitch電路的高速、高分辨率、高動(dòng)態(tài)性能的數(shù)模轉(zhuǎn)換器。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 DAC整體架構(gòu)

    圖2為該DAC的整體結(jié)構(gòu)框圖。輸入數(shù)據(jù)信號(hào)首先通過(guò)LVDS(Low Voltage Differential Signaling)接收器轉(zhuǎn)換為內(nèi)部電平。然后進(jìn)入4：1MUX(Multiplexer)后轉(zhuǎn)換為一路高速串行數(shù)據(jù)。時(shí)鐘四分頻信號(hào)的相位調(diào)整模塊(Selector)用于調(diào)整采樣窗口，確保對(duì)不同的數(shù)據(jù)都能準(zhǔn)確采樣。使用分段式電流舵結(jié)構(gòu)可以實(shí)現(xiàn)諸如速度、電路規(guī)模、面積等參數(shù)的折衷。4轉(zhuǎn)15溫度計(jì)譯碼器用于4個(gè)最高有效位(MSB)，低8位(LSB)通過(guò)延時(shí)緩沖器經(jīng)過(guò)相同的時(shí)延后進(jìn)入后續(xù)電路，23對(duì)觸發(fā)器重新對(duì)齊數(shù)據(jù)位并對(duì)數(shù)據(jù)進(jìn)行電平轉(zhuǎn)移以適應(yīng)HBT電流開(kāi)關(guān)，最后所有數(shù)碼被重新調(diào)整后輸入電流源開(kāi)關(guān)陣列。在DAC的模擬輸出端引入一個(gè)高線性度的Deglitch開(kāi)關(guān)重新采樣DAC的模擬輸出，從而有效提高電路的動(dòng)態(tài)性能。

1.2 DAC核心電路實(shí)現(xiàn)

    電流舵是實(shí)現(xiàn)高速DAC最常用的結(jié)構(gòu)，這種結(jié)構(gòu)的實(shí)現(xiàn)方式有二進(jìn)制加權(quán)或單位加權(quán)。分段結(jié)構(gòu)可以結(jié)合二進(jìn)制碼與溫度碼的優(yōu)點(diǎn)。分段點(diǎn)的選擇主要是在性能以及電路規(guī)模之間折衷。使用“8+4”分段，即低八位使用二進(jìn)制碼，高四位使用溫度計(jì)碼。在HBT工藝中，很難通過(guò)改變晶體管尺寸來(lái)獲得不同權(quán)值的電流，在本設(shè)計(jì)中，低位的二進(jìn)制加權(quán)通過(guò)R-2R電阻梯實(shí)現(xiàn)，電阻網(wǎng)絡(luò)中只有兩種電阻R和2R易于匹配，同時(shí)加入dummy電阻使得電阻周圍電磁環(huán)境對(duì)稱^[8]。圖3所示是DAC核心電路的實(shí)現(xiàn)框圖。

    對(duì)于一個(gè)差分輸出的電流舵DAC而言，二次諧波通常被抵消，三次諧波為主要考慮因素，DAC在高低頻下的SFDR與輸出阻抗的關(guān)系可以表示為：

    在低頻時(shí)SFDR主要受電阻影響，有限的輸出阻抗會(huì)分走部分輸出電流。為了提高輸出阻抗，電流開(kāi)關(guān)采用共射共基結(jié)構(gòu)，同時(shí)疊加兩個(gè)以二極管形式連接的三極管。在高頻時(shí)輸出阻抗主要由電容決定，由于存在寄生電容接地，電流源的輸出阻抗會(huì)在高頻降低，HBT工藝中電流開(kāi)關(guān)在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)的輸出阻抗是不同的，這樣輸出阻抗隨開(kāi)關(guān)的狀態(tài)而改變，導(dǎo)致輸出諧波失真，諧波失真大小取決于輸出阻抗在導(dǎo)通狀態(tài)和關(guān)斷狀態(tài)阻抗差異的大小，因此單純的提高輸出阻抗不能提升高頻下的SFDR，保持電流開(kāi)關(guān)始終導(dǎo)通可減弱寄生效應(yīng)隨信號(hào)變化。文獻(xiàn)[9]提出常開(kāi)電流源法，在每組開(kāi)關(guān)輸出節(jié)點(diǎn)增加一對(duì)小電流源平衡輸出阻抗，以犧牲功耗為代價(jià)換得了SFDR提升，本文借鑒這種方法改進(jìn)了電流源結(jié)構(gòu)。

    為了實(shí)現(xiàn)在整個(gè)奈奎斯特域內(nèi)都有良好的動(dòng)態(tài)特性，電流源和開(kāi)關(guān)使用小尺寸的晶體管以減小寄生電容，同時(shí)在電流開(kāi)關(guān)集電極間插入一個(gè)電阻R₀，可以避免共射共基開(kāi)關(guān)完全閉合，從而縮小輸出阻抗在導(dǎo)通和關(guān)斷狀態(tài)下的差異。圖4對(duì)比了采用改進(jìn)的電流源結(jié)構(gòu)前后在低頻和高頻時(shí)的SFDR，可見(jiàn)在高頻時(shí)SFDR得到明顯提升，在低頻時(shí)提升有限，符合之前的理論分析。另外，電流開(kāi)關(guān)單元的偏置電壓之間采用電阻隔離，以減小鄰近差分對(duì)之間的干擾。最終采用的電流開(kāi)關(guān)單元如圖5所示。

1.3 Deglitch開(kāi)關(guān)

    高速DAC的動(dòng)態(tài)性能主要是受數(shù)字和模擬信號(hào)通路中的時(shí)序偏差產(chǎn)生的非線性毛刺能量以及DAC電流源開(kāi)關(guān)中的開(kāi)關(guān)非對(duì)稱影響。為了抵消對(duì)時(shí)序偏差的高要求，可以使用一級(jí)采樣保持電路重新采樣DAC輸出^[5]，同時(shí)使用一個(gè)高線性度的50 Ω輸出緩沖器驅(qū)動(dòng)信號(hào)輸出及連接片外測(cè)試設(shè)備。

    本文采用的雙開(kāi)關(guān)THA的單邊電路簡(jiǎn)圖如圖6所示。在采樣模式，電路控制端Track為高電位，Hold為低電位，Q3、Q9導(dǎo)通，采樣管Q7對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行采樣，電流對(duì)保持電容C_H進(jìn)行充電。在保持周期，Q1、Q8導(dǎo)通，輸入信號(hào)與Q7的通路被斷開(kāi)，有效抑制保持模式下的饋通效應(yīng)。電路中還加入了反饋級(jí)，在保持模式由Q4、Q6、R_L形成反饋支路，將保持電容C_H上的保持電壓反饋至開(kāi)關(guān)管Q7的基級(jí)，維持采樣開(kāi)關(guān)管Q7輸入端的差模電壓在切換時(shí)恒定，其兩個(gè)差分端在切換至保持模式時(shí)經(jīng)歷了相同的電壓轉(zhuǎn)換，從而避免了傳統(tǒng)結(jié)構(gòu)的基座誤差和非線性失真。

    圖7是50 Ω輸出緩沖器的簡(jiǎn)化電路圖，主要作用是隔離并驅(qū)動(dòng)后級(jí)電路。晶體管Q3和Q4的引入可以維持Q1和Q2的集電極射極電壓V_ce恒定，提高線性度，減小失真。輸出緩沖器只需要保證信號(hào)在奈奎斯特域內(nèi)的衰減較少，如果輸出緩沖器的帶寬過(guò)大，會(huì)使信號(hào)的高頻誤差諧波也低衰減的傳輸至輸出端，造成SFDR的惡化。電容C₀和電阻R₀的引入為輸出級(jí)的輸入節(jié)點(diǎn)增加一個(gè)極點(diǎn)，起到了減小帶寬的作用，可以抑制高頻諧波或雜波分量傳輸至Deglitch電路的輸出端，從而有效提高電路線性度。

    Deglitch電路可以由時(shí)鐘選擇電路CMS控制，當(dāng)CMS端接地時(shí)，Deglitch工作在全Track狀態(tài)，電路表現(xiàn)為直通模式，直接輸出D/A輸出。

2 仿真結(jié)果

    電路使用南京電子器件研究所0.7 μm InP HBT工藝流片。電路采用3.3 V/5 V混合供電。整個(gè)芯片的功耗為3.15 W，其中Deglitch模塊消耗的功耗為1.22 W。圖8是芯片版圖。

    圖9給出了仿真結(jié)果計(jì)算得到的微分非線性(DNL)和積分非線性(INL)。DNL達(dá)到了0.75LSB，INL達(dá)到了0.5LSB。圖10給出了輸出信號(hào)頻率為2.97 GHz時(shí)的仿真結(jié)果頻譜圖。從頻譜圖可看出DA輸出的SFDR為54.77 dB，經(jīng)過(guò)Deglitch重新采樣后輸出的SFDR為63.48 dB，可見(jiàn)SFDR得到極大提升。

    DAC采樣率為6 GS/s，信號(hào)頻率從120 MHz增加到奈奎斯特頻率，仿真結(jié)果得到DAC的奈奎斯特域內(nèi)的SFDR如圖11所示。DAC輸出信號(hào)在120 MHz的低頻時(shí)SFDR為71.11 dB，高頻時(shí)SFDR最差為53.96 dB。經(jīng)Deglitch電路重新采樣后的輸出從低頻一直到奈奎斯特頻域內(nèi)都能夠滿足SFDR大于63 dB。因?yàn)槊掏ǔＴ谳敵龈哳l信號(hào)時(shí)表現(xiàn)嚴(yán)重，所以對(duì)于高頻信號(hào)的SFDR提升明顯，在低頻時(shí)則提升不多。受限于Degltch電路本身的性能限制，在低頻時(shí)輸出結(jié)果會(huì)低于D/A的輸出結(jié)果。

    表1是近年來(lái)國(guó)外研究的DAC芯片的性能指標(biāo)?？梢钥闯霰疚脑O(shè)計(jì)的這款DAC在實(shí)現(xiàn)了高精度和高采樣率的同時(shí)，高頻下保持了良好的動(dòng)態(tài)性能。

3 結(jié)論

    采用0.7 μm InP HBT工藝設(shè)計(jì)了一款采樣率6 GS/s精度12位的DAC芯片。這款DAC使用Deglitch電路重新采樣DAC模擬輸出，使芯片高頻下的動(dòng)態(tài)性能得到明顯提升。仿真結(jié)果顯示，在整個(gè)奈奎斯特域內(nèi)實(shí)現(xiàn)了SFDR大于63 dB，并且有0.75LSB的DNL和0.5LSB的INL。這滿足高端測(cè)試儀器中對(duì)DAC高采樣率高帶寬的應(yīng)用要求。

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作者信息:

王  銘1，2，張有濤1，2，3，葉慶國(guó)2，羅  寧2，李曉鵬1，2

(1.南京電子器件研究所，江蘇 南京210016；2.南京國(guó)博電子有限公司，江蘇 南京210016；

3.微波毫米波單片集成和模塊電路重點(diǎn)實(shí)驗(yàn)室，江蘇 南京210016)