目標(biāo)

　　本實(shí)驗(yàn)活動(dòng)旨在通過(guò)構(gòu)建說(shuō)明性示例來(lái)探討模數(shù)轉(zhuǎn)換的概念。

　　背景信息

　　模數(shù)轉(zhuǎn)換器（ADC）將模擬信號(hào)——即溫度、壓力、電壓、電流、距離或光強(qiáng)度等實(shí)際信號(hào)——轉(zhuǎn)換為該信號(hào)的數(shù)字表示。然后，系統(tǒng)可以處理、控制、計(jì)算、傳輸或存儲(chǔ)此數(shù)字表示。

　　圖1.模數(shù)轉(zhuǎn)換

　　ADC以均勻的時(shí)間間隔對(duì)模擬波形進(jìn)行采樣，并將數(shù)字值分配給每個(gè)樣本。數(shù)字值以二進(jìn)制編碼格式在轉(zhuǎn)換器的輸出端顯示。通過(guò)將采樣模擬輸入電壓除以基準(zhǔn)電壓，再乘以數(shù)字碼數(shù)得到此值。轉(zhuǎn)換器的分辨率由輸出碼中的二進(jìn)制位數(shù)來(lái)設(shè)定。

　　圖2.數(shù)字輸出碼

　　ADC執(zhí)行兩個(gè)過(guò)程：采樣和量化。ADC將無(wú)限分辨率的模擬信號(hào)表示為有限分辨率的數(shù)字碼。ADC會(huì)產(chǎn)生2^N個(gè)數(shù)字值，其中N表示二進(jìn)制輸出位數(shù)。由于轉(zhuǎn)換器的分辨率有限，模擬輸入信號(hào)將落在量化電平之間，從而導(dǎo)致固有的不確定性或量化誤差。該誤差可確定轉(zhuǎn)換器的最大動(dòng)態(tài)范圍。

　　圖3.量化過(guò)程

　　采樣過(guò)程提供連續(xù)時(shí)域信號(hào)，信號(hào)值以離散、均勻的時(shí)間間隔測(cè)量。通過(guò)此過(guò)程，根據(jù)奈奎斯特準(zhǔn)則可確定采樣信號(hào)的最大帶寬。該理論認(rèn)為，信號(hào)頻率必須小于或等于一半采樣頻率以防混疊?；殳B是指通過(guò)采樣過(guò)程，目標(biāo)帶寬內(nèi)出現(xiàn)所需信號(hào)頻段之外的頻率信號(hào)的情況。不過(guò)，在通信系統(tǒng)設(shè)計(jì)中，可利用此混疊過(guò)程將高頻信號(hào)向下轉(zhuǎn)換為低頻信號(hào)。這就是欠采樣技術(shù)。欠采樣的標(biāo)準(zhǔn)就是ADC具有足夠的輸入帶寬和動(dòng)態(tài)范圍來(lái)采集最高目標(biāo)頻率信號(hào)。

　　圖4.采樣過(guò)程

　　采樣和量化都是重要的概念，因?yàn)樗鼈兇_定了理想ADC的性能極限。在一個(gè)理想ADC中，碼躍遷恰好相距1 LSB（最低有效位）。因此，對(duì)于一個(gè)N位ADC，共有2N個(gè)數(shù)字碼，且1 LSB = FS/2^N，其中FS為滿量程模擬輸入電壓。然而，實(shí)際ADC操作也受到非理想效應(yīng)的影響，所產(chǎn)生的誤差超出了轉(zhuǎn)換器分辨率和采樣速率所決定的誤差。與ADC相關(guān)的許多交流和直流性能規(guī)格中都會(huì)體現(xiàn)這些誤差。

　　圖5.理想ADC的轉(zhuǎn)換函數(shù)

　　在此范圍內(nèi)，任何模擬輸入會(huì)產(chǎn)生同樣的數(shù)字輸出碼。

　　材料

　　▲ADALM2000 主動(dòng)學(xué)習(xí)模塊

　　▲無(wú)焊試驗(yàn)板和跳線套件

　　▲一個(gè)OP482 運(yùn)算放大器

　　▲兩個(gè)AD654 電壓頻率轉(zhuǎn)換器

　　▲三個(gè)1 kΩ電阻

　　▲五個(gè)10 kΩ電阻

　　▲一個(gè)1 nF電容

　　▲一個(gè)SN74HC08與門(mén)

　　▲一個(gè)SN74HC32或門(mén)

　　▲一個(gè)SN74HC04逆變器

　　▲一個(gè)1 μF電容

　　▲一個(gè)AD7920 12位ADC

　　閃存ADC

　　背景信息

　　Flash ADC，也稱(chēng)為并行ADC，是將模擬信號(hào)轉(zhuǎn)換為數(shù)字信號(hào)的最快方法之一。Flash ADC非常適合需要極寬帶寬的應(yīng)用，但其功耗比其他ADC架構(gòu)高且通常限制為8位分辨率。典型示例包括數(shù)據(jù)采集、衛(wèi)星通信、雷達(dá)處理、采樣示波器和高密度硬盤(pán)驅(qū)動(dòng)器。

　　Flash ADC由高速比較器級(jí)聯(lián)而成。對(duì)于一個(gè)N位轉(zhuǎn)換器，電路采用2^{N -1}個(gè)比較器，同時(shí)有2^N個(gè)電阻提供基準(zhǔn)電壓。當(dāng)比較器的模擬輸入電壓高于所施加的基準(zhǔn)電壓時(shí)，其輸出1。否則，比較器輸出0。代碼從1變?yōu)?的點(diǎn)就是輸入信號(hào)小于相應(yīng)比較器基準(zhǔn)電壓電平的點(diǎn)。

　　請(qǐng)看圖6所示的電路。

　　圖6.Flash ADC—模擬側(cè)電路

　　此電路表示2位Flash ADC的模擬側(cè)，其架構(gòu)稱(chēng)為溫度計(jì)代碼（一元碼）編碼。對(duì)于此類(lèi)電路，需要使用額外的邏輯電路將一元碼解碼成適當(dāng)?shù)臄?shù)字輸出碼。通過(guò)使用邏輯與門(mén)、或門(mén)和非門(mén)，我們可以構(gòu)建專(zhuān)有編碼器。其輸出為原始數(shù)值的二進(jìn)制表示，最高有效輸入位從0開(kāi)始。

　　圖7.Flash ADC—編碼輸出

　　圖8.Flash ADC試驗(yàn)板連接

　　如前所述，F(xiàn)lash ADC使用高速比較器構(gòu)建而成，但為了方便起見(jiàn)，我們將使用OP482四通道運(yùn)算放大器來(lái)介紹工作原理。或者，可以使用四個(gè)AD8561比較器來(lái)構(gòu)建此電路。

　　硬件設(shè)置

　　在無(wú)焊試驗(yàn)板上構(gòu)建圖7所示的電路。這是一個(gè)用于具有編碼輸出的2位Flash ADC的電路。

　　程序步驟

　　向電路提供±5 V電源電壓。在Scopy中將信號(hào)發(fā)生器的AWG1配置為具有5 V峰峰值幅度、2.5 V偏移和100 Hz頻率的上升斜坡鋸齒波。將AWG2用于為ADC提供5 V恒定基準(zhǔn)電壓。

　　配置邏輯分析儀，使得數(shù)字通道DIO0、DIO1和DIO2形成一個(gè)針對(duì)一元碼解碼的通道組，通道DIO6和DIO7形成一個(gè)針對(duì)并行輸出解碼的通道組。

　　輸出信號(hào)波形如圖9所示。

　　圖9.Flash ADC—輸出碼

　　一元組通道表示2位Flash ADC的輸出溫度計(jì)代碼，通過(guò)在整個(gè)可用范圍（0 V至5 V）內(nèi)改變輸入模擬電壓來(lái)提供所有可能的輸出值。并行通道表示相當(dāng)于ADC輸出狀態(tài)的二進(jìn)制值。

　　電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC

　　背景信息

　　在這個(gè)特殊應(yīng)用中，AD654電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC。

　　圖10.電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC

　　為了實(shí)現(xiàn)轉(zhuǎn)換，應(yīng)將轉(zhuǎn)換器的輸出端連接到集成間隔定時(shí)器/事件計(jì)數(shù)器的微型計(jì)算機(jī)。

　　計(jì)數(shù)期間的信號(hào)邊沿（上升或下降）總計(jì)數(shù)與輸入電壓成正比。在此特定設(shè)置下，1 V滿量程輸入電壓會(huì)產(chǎn)生100 kHz信號(hào)。如果計(jì)數(shù)周期為100 ms，則總計(jì)數(shù)將為10,000。然后依據(jù)與該最大值的比例便可確定輸入電壓。因此，計(jì)數(shù)為5000時(shí)，相應(yīng)的輸入電壓為0.5 V。

　　硬件設(shè)置

　　構(gòu)建試驗(yàn)板電路以將電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC，如圖11所示。

　　程序步驟

　　向電路提供5 V電源電壓。將信號(hào)發(fā)生器的AWG1配置為1 V恒定電壓。

　　配置示波器，使通道1上顯示輸出信號(hào)，并從通道1“測(cè)量”選項(xiàng)卡中啟用頻率測(cè)量。輸出信號(hào)波形如圖12所示。

　　圖11.電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC—試驗(yàn)板連接

　　圖12.滿量程輸入電壓下電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC

　　圖12中的曲線顯示了電壓頻率轉(zhuǎn)換器采用1 V滿量程輸入電壓時(shí)的輸出信號(hào)波形。請(qǐng)注意，相應(yīng)輸出頻率為100 kHz。

　　現(xiàn)在將輸入電壓設(shè)置為0.5 V。輸出信號(hào)波形如圖13所示。

　　圖13.半量程輸入電壓下電壓頻率轉(zhuǎn)換器用作ADC

　　圖中顯示了電壓頻率轉(zhuǎn)換器采用0.5 V半量程輸入電壓時(shí)的輸出信號(hào)波形。請(qǐng)注意，輸出頻率現(xiàn)在為50 kHz。

　　逐次逼近寄存器（SAR） ADC

　　背景信息

　　逐次逼近寄存器（SAR） ADC在每次轉(zhuǎn)換時(shí)，針對(duì)所有可能的量化電平，通過(guò)二進(jìn)制搜索將連續(xù)模擬波形轉(zhuǎn)換為離散數(shù)字表示，最后匯聚為數(shù)字輸出。

　　通常，SAR ADC電路由四個(gè)子電路組成：

　　▲用于采集輸入電壓（V_IN）的采樣保持電路（S/H）。

　　▲模擬電壓比較器，它將VIN與內(nèi)部DAC的輸出進(jìn)行比較并將比較結(jié)果輸出至SAR。

　　▲SAR子電路，用于向內(nèi)部DAC提供V_IN的近似數(shù)字碼。

　　▲內(nèi)部基準(zhǔn)DAC，向比較器提供相當(dāng)于SAR數(shù)字碼輸出的模擬電壓。

　　圖14.SAR ADC的典型架構(gòu)

　　對(duì)SAR進(jìn)行初始化，使最高有效位（MSB）等于數(shù)字1。將此代碼輸入DAC，然后DAC將此數(shù)字碼的模擬等效信號(hào)（VREF/2）提供給比較器電路，以便與采樣輸入電壓進(jìn)行比較。如果此模擬電壓超過(guò)VIN，則比較器使SAR重置此位；否則，此位將保留為1。然后將下一位設(shè)置為1并進(jìn)行相同的測(cè)試，持續(xù)執(zhí)行此二進(jìn)制搜索直到SAR中的每個(gè)位都已經(jīng)過(guò)測(cè)試。所得到的代碼是采樣輸入電壓的數(shù)字近似值，并最終由SAR在轉(zhuǎn)換結(jié)束（EOC）時(shí)輸出。

　　圖15.4位SAR ADC示例

　　圖15顯示了4位轉(zhuǎn)換的一個(gè)示例。y軸表示DAC輸出電壓。在此示例中，第一次比較顯示V_IN < V_DAC。因此，位3設(shè)置為0。然后將DAC設(shè)置為0100并進(jìn)行第二次比較。由于V_IN > V_DAC，位2保持為1。然后將DAC設(shè)置為0110并進(jìn)行第三次比較。將位1設(shè)置為0，然后將DAC設(shè)置為0101進(jìn)行最終比較。最后，由于V_IN > V_DAC，位0保持為1。

　　硬件設(shè)置

　　為了利用ADALM2000重點(diǎn)說(shuō)明SAR ADC的工作原理，對(duì)于DAC器件將使用在下次實(shí)驗(yàn)中探討的電路，但此設(shè)置中將使用4位DAC（而不是8位）。DAC的輸出端將連接到比較器，同時(shí)通過(guò)腳本對(duì)SAR進(jìn)行仿真，該腳本基于比較器的輸出執(zhí)行二進(jìn)制搜索并生成正確的二進(jìn)制值。

　　圖16.SAR ADC原理圖

　　構(gòu)建SAR ADC的試驗(yàn)板電路，如圖17所示。

　　圖17.SAR ADC試驗(yàn)板連接

　　將OP484集成電路中的兩個(gè)精密軌到軌運(yùn)算放大器用于該SAR ADC，一個(gè)用于R-2R梯形DAC，另一個(gè)作為DAC輸出和輸入電壓之間的比較器。

　　程序步驟

　　向電路提供±5 V電源電壓。配置示波器，使通道1上顯示比較器輸出信號(hào)，通道2上顯示DAC輸出信號(hào)。

　　將邏輯分析儀中的前4個(gè)數(shù)字通道分組，并將解碼器設(shè)置為并行。

　　下載SAR ADC腳本，并使用Scopy界面運(yùn)行腳本。

　　使用逐次逼近法，根據(jù)從比較器輸出端收到的反饋更新數(shù)字碼。

　　利用示波器在時(shí)域內(nèi)實(shí)現(xiàn)DAC輸出的逼近行為可視化。產(chǎn)生的波形如圖18所示。

　　圖18.SAR ADC逐次逼近波形

　　經(jīng)過(guò)幾個(gè)逼近步驟后，輸出值接近輸入值（設(shè)置為2 V）。

　　AD7920 12位ADC

　　背景信息

　　AD7920是一款12位高速、低功耗SAR ADC。它可以采用單電源供電，電源電壓范圍為2.35 V至5.25 V。此ADC支持串行接口。串行時(shí)鐘提供轉(zhuǎn)換時(shí)鐘，并在轉(zhuǎn)換期間控制來(lái)自AD7920的信息傳輸。轉(zhuǎn)換過(guò)程和數(shù)據(jù)采集過(guò)程通過(guò)/CS和串行時(shí)鐘進(jìn)行控制，從而為器件與微處理器或DSP接口創(chuàng)造了條件。輸入信號(hào)在/CS的下降沿進(jìn)行采樣，而轉(zhuǎn)換同時(shí)在此處啟動(dòng)。圖19顯示了ADC采樣階段和轉(zhuǎn)換階段的簡(jiǎn)化原理示意圖。

　　在采樣階段，SW2閉合且SW1置于A。在此設(shè)置下，比較器保持在平衡狀態(tài)，采樣電容采集VIN的信號(hào)。為使ADC啟動(dòng)轉(zhuǎn)換，SW2斷開(kāi)，而SW1移至位置B，使比較器變得不平衡?？刂七壿嫼碗姾稍俜峙銬AC可以加上和減去采樣電容中的固定電荷數(shù)量，使得比較器恢復(fù)到平衡狀態(tài)，進(jìn)而轉(zhuǎn)換完成。

　　硬件設(shè)置

　　圖21給出了AD7920的典型連接設(shè)置。V_REF取自內(nèi)部V_DD，因此其應(yīng)充分解耦。這將提供0 V到VDD的模擬輸入范圍。轉(zhuǎn)換結(jié)果以16位字輸出，前4位為0，后12位或10位MSB為結(jié)果。

　　圖19.AD7920采樣和轉(zhuǎn)換階段

　　圖20.AD7920試驗(yàn)板連接

　　圖21.AD7920典型連接

　　程序步驟

　　打開(kāi)Scopy，使能正電源為3 V。配置信號(hào)發(fā)生器的通道1為0 V到3 V之間的某一恒定值，例如該域的中間值1.5 V。可以在示波器上監(jiān)視這些電壓的實(shí)際值。

　　圖22.VIN（通道1）和VREF（通道2）電壓

　　在邏輯分析儀中，將DIO0、DIO1和DIO2配置為一個(gè)組通道。將該組通道設(shè)置為SPI，各通道設(shè)置為對(duì)應(yīng)的SPI信號(hào)——DIO0為CS#，DIO1為CLK，DIO2為MISO。當(dāng)CS#下降沿啟動(dòng)數(shù)據(jù)傳輸時(shí)，應(yīng)將DIO0觸發(fā)器設(shè)置為下降沿。將DIO1觸發(fā)器設(shè)置為低電平，并從觸發(fā)器設(shè)置中將“觸發(fā)器邏輯”設(shè)置為AND。DIO2是ADC的輸出信號(hào)，不需要觸發(fā)器設(shè)置。使能邏輯分析儀，它應(yīng)在等待觸發(fā)信號(hào)。

　　在模式發(fā)生器中配置時(shí)鐘信號(hào)。使能DIO1通道，將其“模式”設(shè)置為5 MHz頻率的時(shí)鐘，然后單擊Run（運(yùn)行）?？梢詮臄?shù)字IO工具控制CS#。當(dāng)切換配置為輸出引腳的DIO0引腳時(shí)，轉(zhuǎn)換機(jī)會(huì)開(kāi)始。如果CS#的下降沿和CLK的低電平狀態(tài)同時(shí)發(fā)生，轉(zhuǎn)換將啟動(dòng)，應(yīng)能在邏輯分析儀中看到輸出信號(hào)和MISO十六進(jìn)制數(shù)據(jù)，如圖23所示。

　　圖23.AD7920的SPI接口

　　可以使用ADC轉(zhuǎn)換函數(shù)的公式檢查結(jié)果，其中MISO數(shù)據(jù)為數(shù)字輸出碼，示波器通道1上讀取的電壓為模擬輸入，示波器通道2上讀取的電壓為基準(zhǔn)輸入，N為AD7920的位數(shù)。

　　以上計(jì)算得出的結(jié)果是ADC輸入電壓為1.5 V，在示波器通道1上讀出的也是該值。

　　額外活動(dòng)：雙斜率ADC

　　雙斜率ADC（或變體）是許多高精度數(shù)字電壓表的核心器件。此架構(gòu)具有幾個(gè)有用的特性：由于大多數(shù)誤差源都會(huì)抵消，因此只需要幾個(gè)精密元件，還可以通過(guò)配置來(lái)抑制特定噪聲頻率，如50 Hz或60 Hz線路噪聲，并且對(duì)高頻噪聲不敏感。

　　圖24.雙斜率ADC結(jié)構(gòu)

　　轉(zhuǎn)換器的工作原理如下：在固定時(shí)間內(nèi)對(duì)積分器施加未知輸入電壓（稱(chēng)為上坡（runup）），然后對(duì)積分器施加與輸入極性相反的已知基準(zhǔn)電壓（稱(chēng)為下坡（rundown））。因此，輸入電壓可以根據(jù)基準(zhǔn)電壓和下坡-上坡時(shí)間比計(jì)算得到：

　　圖25.雙斜率ADC積分器輸出波形

　　可以看出，雙斜率轉(zhuǎn)換器的精度不受大多數(shù)元件容差的影響：

　　▲積分器的電阻和電容容差會(huì)影響輸出斜率，但同時(shí)也會(huì)影響上坡和下坡。

　　▲用于設(shè)置上坡時(shí)間和測(cè)量下坡時(shí)間的時(shí)基誤差對(duì)兩個(gè)時(shí)間的影響是相同的。

　　基準(zhǔn)電壓必須準(zhǔn)確，因?yàn)樗鼤?huì)直接影響測(cè)量結(jié)果。另一個(gè)誤差源是積分器電容中的電介質(zhì)吸收，因此聚丙烯或聚苯乙烯是理想選擇，而鋁電解不太合適。

　　圖26.雙斜率ADC積分器輸出波形

　　圖26所示為雙斜率ADC的頻率響應(yīng)。在固定時(shí)間間隔（上坡）內(nèi)對(duì)輸入采樣，上坡開(kāi)始時(shí)電壓對(duì)結(jié)果的影響與上坡結(jié)束時(shí)電壓對(duì)結(jié)果的影響一樣。有時(shí)也將此稱(chēng)為箱式平均值，它能夠抑制在1/T、2/T、3/T等頻率下發(fā)生的干擾（噪聲）。200 ms積分時(shí)間對(duì)應(yīng)于10個(gè)周期的50 Hz噪聲和12個(gè)周期的60 Hz噪聲；由于它能夠抑制線路噪聲，因此通常將其作為上坡時(shí)間。

　　仿真

　　打開(kāi)這里提供的LTspice^?文件DualSlope.asc。

　　圖27.雙斜率ADC積分器原理圖

　　運(yùn)行仿真，探測(cè)Vintegrate節(jié)點(diǎn)。

　　圖28.雙斜率ADC積分器仿真1

　　該仿真將60 Hz線路噪聲添加到直流輸入電壓中。通過(guò)。step指令運(yùn)行幾種情況——1 V、2 V、3 V、4 V 5 V輸入電壓以及60 Hz線路噪聲的幾個(gè)不同相位。由于200 ms上坡時(shí)間是60 Hz線路周期的整數(shù)，所以噪聲在頻率響應(yīng)中為零，并且無(wú)論相位如何，下坡時(shí)間都不受影響。將頻率更改為62.5 Hz，使其處于頻率響應(yīng)的峰值。

　　圖29.雙斜率ADC積分器仿真2

　　硬件設(shè)置

　　為雙斜率ADC構(gòu)建試驗(yàn)板電路，如圖30所示，并按照?qǐng)D示對(duì)M2K進(jìn)行連接。

　　圖30.雙斜率ADC積分器試驗(yàn)板電路

　　程序步驟

　　打開(kāi)Scopy。內(nèi)核Scopy初始化文件Dual_slope_scopy_setup.ini以幫助設(shè)置。

　　電源：使能跟蹤，設(shè)置為±5 V。

　　數(shù)字IO：DIO2設(shè)置為OUT，設(shè)置為1。

　　模式發(fā)生器：組DIO0、DIO1，模式：導(dǎo)入（加載文件dual_slope_pattern.csv）。頻率設(shè)置為5 Hz。

　　信號(hào)發(fā)生器：通道1初始設(shè)置為恒定2.5 V。

　　示波器：200 ms時(shí)基，通道1設(shè)置為400 mV/刻度。下降沿觸發(fā)器，200 mV（將在積分器重置間隔開(kāi)始時(shí)觸發(fā)M2K）。

　　圖31.雙斜率ADC積分器波形

　　當(dāng)基準(zhǔn)電壓源連接到-5 V電源并將輸入電壓設(shè)置為2.5 V時(shí)，請(qǐng)注意下坡為2格（400 ms），而上坡為1格（200 ms）。因此：

　　V_IN = 5 V × （200 ms / 400 ms） = 2.5 V

　　通過(guò)改變輸入電壓，可以看到上坡時(shí)間發(fā)生變化。波形如圖32所示。

　　圖32.不同輸入電壓的雙斜率ADC積分器波形

　　實(shí)際實(shí)現(xiàn)雙斜率轉(zhuǎn)換器時(shí)，將使用一個(gè)微控制器來(lái)控制積分器并設(shè)置上坡/測(cè)量下坡時(shí)間。大多數(shù)微控制器都提供計(jì)數(shù)器外設(shè)，因而很容易實(shí)現(xiàn)。

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