隨著國防、航空航天科技的發(fā)展，廣泛用于通信、電子對抗等領(lǐng)域的軍用、航空電子產(chǎn)品對供電電源的要求越來越高，它們不僅要求電源技術(shù)指標(biāo)高，還要求體積小、重量輕、效率高、可靠性高。
隨著電源輸出電壓的降低及輸出電流的增大，次級整流損耗成為電源的主要損耗。傳統(tǒng)的肖特基二極管整流損耗較大，效率低，熱設(shè)計(jì)也較困難，從而導(dǎo)致系統(tǒng)可靠性降低。采用低導(dǎo)通阻抗的MOSFET進(jìn)行整流，可以大大降低這一損耗，是提高變換器效率的有效途徑。這種應(yīng)用MOSFET進(jìn)行整流的技術(shù)，稱為同步整流(SR)。
本文介紹了一種具有后級開關(guān)穩(wěn)壓功能的同步整流電路，其既能降低損耗、提高電源效率，又實(shí)現(xiàn)高精度穩(wěn)壓功能。
LT3710的特點(diǎn)
LT3710是一種高效的次級同步后置穩(wěn)壓控制器，在多輸出隔離電源中用來產(chǎn)生精確調(diào)節(jié)的輔助輸出。它可以直接由變壓器的次級繞組生成一個(gè)精確穩(wěn)壓的次級輸出，從而最大限度地減小主路輸出電感器和電容器尺寸。LT3710帶可編程電流保護(hù)功能，工作頻率高達(dá)500kHz。初級調(diào)節(jié)使它能很好地與無論電流模式還是電壓模式的主輸出控制回路一起工作。
LT3710基本功能模塊包括：一個(gè)用做反饋調(diào)節(jié)的電壓放大器、與初級開關(guān)脈沖同步的斜波發(fā)生器、帶初級調(diào)節(jié)的PWM比較器、限流放大器和高速M(fèi)OSFET驅(qū)動(dòng)器。
LT3710提供了一個(gè)簡單、高效和節(jié)省空間的后調(diào)節(jié)方案，特別是在低電壓、大電流的應(yīng)用中。其電路結(jié)構(gòu)優(yōu)點(diǎn)如下。
● 可進(jìn)一步調(diào)整占空比，實(shí)現(xiàn)副路輸出電壓的良好調(diào)整。
● 主、副電路采用同一次級繞組，變壓器的漏感和寄生阻抗影響大大降低。
● 主、副電路采用一個(gè)同步整流器，節(jié)省了副路整流濾波電路，既簡化了電路，又降低了電源損耗。
電路工作原理
圖1所示為電源主電路原理圖，其有兩路輸出，5V為主路，3.3V為副路，主電路拓?fù)洳捎谜ぷ儞Q。T1為開關(guān)變壓器， 實(shí)現(xiàn)輸入輸出電氣隔離。V2為同步整流管，直接被副邊電壓驅(qū)動(dòng)；V4為續(xù)流管，其驅(qū)動(dòng)信號由副邊電壓反相緩沖生成，與V2驅(qū)動(dòng)信號互補(bǔ)。副路開關(guān)管V3及續(xù)流管V5由LT3710驅(qū)動(dòng)，使V3、V5交替導(dǎo)通。
圖1 主電路原理圖
當(dāng)輸入電壓或負(fù)載變化引起輸出電壓變化時(shí)，主PWM電路取樣主路電壓，自動(dòng)調(diào)整輸出驅(qū)動(dòng)脈寬，改變V1占空比，實(shí)現(xiàn)主路電壓穩(wěn)壓。而副路輸出則通過LT3710控制電路，取樣電壓，調(diào)整V3占空比，實(shí)現(xiàn)穩(wěn)壓控制。為了消除電源的低頻差拍干擾，主副路驅(qū)動(dòng)信號要保持同步。
電路中，V2起著十分重要的作用。一方面，作為輸出的同步整流器，它降低了整流電路的導(dǎo)通損耗；另一方面，與V3構(gòu)成一個(gè)串聯(lián)開關(guān)穩(wěn)壓電路。
圖2所示為電路工作的電壓和電流波形，整個(gè)工作過程分為3個(gè)階段。
圖2 電路工作波形
● T0～T2期間。在主PWM控制下，V1關(guān)斷，由于變壓器T1磁通復(fù)位，VS在T0～T1階段為負(fù)，T1～T2階段為0，使V2關(guān)斷，V4導(dǎo)通，電感電流IL1通過V4續(xù)流。同時(shí)，在LT3710控制下，V3關(guān)斷，V5導(dǎo)通，電感電流IL2通過V5續(xù)流。
● T2～T3期間。V1導(dǎo)通，副邊電壓Vs為正，使V2同步導(dǎo)通，IL1逐漸增大；同時(shí)LT3710驅(qū)動(dòng)V3導(dǎo)通，為副路提供能量，IL2同步上升。在此過程中，續(xù)流管V4、V5關(guān)斷。
● T3至下一個(gè)周期開始。V3關(guān)斷，V5導(dǎo)通，IL2通過V5續(xù)流，幅度下降，而V2仍維持導(dǎo)通狀態(tài)，IL1繼續(xù)上升。通過控制V3導(dǎo)通時(shí)間，可實(shí)現(xiàn)副路電壓的穩(wěn)定。
關(guān)鍵電路參數(shù)設(shè)計(jì)、損耗分析及效率評估
根據(jù)以上電路，設(shè)計(jì)電源，相關(guān)參數(shù)要求如下：輸入電壓VI=176～253Vac，開關(guān)頻率f=200kHz，初級占空比D=0.3～0.45，輸出電壓電流U01=5V、I01=10A、U02=3.3V、I02=8A、紋波≤1%。
1 MOSFET的選取
在選擇MOSFET時(shí)，要選擇具有足夠電流處理能力的，且散熱性良好的器件。我們選用MTP1306，其漏極電流ID=59A(100℃)，導(dǎo)通電阻為6.5mΩ(25℃)，可滿足使用要求。
2 損耗分析及效率估算
開關(guān)MOSFET的損耗包括開關(guān)損耗Ps和導(dǎo)通損耗Pr，具體計(jì)算方法如下。
?、?開關(guān)損耗的計(jì)算
同步整流器V2及續(xù)流管V4、V5作二極管使用，開關(guān)損耗較小，可用公式(1)進(jìn)行估算：
PS1=COSSV2GS(th)f=0.08W （1）
式中，COSS為MOSFET輸出電容，查手冊為1827pF；VDS(th)為MOSFET截止時(shí)漏源極間電壓，取18V。
串聯(lián)開關(guān)管V3的開關(guān)損耗受各種分布參數(shù)影響，計(jì)算較復(fù)雜，可用公式(2)近似計(jì)算：
（2）
式中，Crss為MOSFET反向傳輸電容，查手冊為772pF；Igatb為柵極驅(qū)動(dòng)器在MOSFET處于臨界導(dǎo)通時(shí)輸出的電流，取0.5A；VIN為MOSFET輸入的峰值電壓，取18V。
因此，同步整流輸出部分的開關(guān)損耗為：PS=3×PS1+PS2=1.12W。
?、?導(dǎo)通損耗的計(jì)算
MOSFET的導(dǎo)通損耗主要取決于導(dǎo)通電阻RON，而MOSFET的導(dǎo)通電阻與它的結(jié)溫有關(guān)，當(dāng)MOSFET的最高管芯結(jié)溫（TJ）為125℃時(shí)其導(dǎo)通電阻最大，以MOSFET最大導(dǎo)通電阻作近似估算。
RON = RON1(1+k)Tj-25 = 6.5×(1+0.005)(125-25)≈10mΩ （3）
式中，k為導(dǎo)通電阻的溫度系數(shù)，取 0.005。
同步整流器V3的導(dǎo)通時(shí)間包括兩部分：T2～T3期間，IL1、IL2均通過同步整流器V3；T3～T4期間，V2關(guān)斷，只有IL1流過V3，故V3的導(dǎo)通損耗為：
Pr1=(I01+△I1/2+I02+△I2/2)2×RON×D×3.3/5+(I01+△I1/2)2×RON×D×(1-3.3/5)=1.05W （4）
串聯(lián)開關(guān)管V2，導(dǎo)通時(shí)間為T2～T3，IL2流過V2，故V2的導(dǎo)通損耗為：
Pr2 = (IO2+△I2/2)2×RON×D×3.3/5=0.18W （5）
續(xù)流管V4工作占空比為1-D，V5工作占空比為1-D×3.3/5，故V4的導(dǎo)通損耗為：
Pr3=(I01+△I1/2)2×RON×(1-D)=0.79W （6）
V5的導(dǎo)通損耗為：
Pr4= (IO2+△I2/2)2×RON×(1-D×3.3/5)=0.60W （7）
同步整流輸出部分的導(dǎo)通損耗為: Pr=Pr1+Pr2+Pr3+Pr4=2.62W。
?、?電源總效率的計(jì)算
為了便于計(jì)算，選擇在輸出滿載、初級占空比為0.35條件下分析整個(gè)電源總效率η。（8）
式中，PO為輸出功率，為76.4W；Pl為線路及其他器件損耗功率，主要取決于變壓器的工作模式及元件的選取，根據(jù)工程經(jīng)驗(yàn)，估算為4W；PSYN為同步整流輸出部分損耗，PSYN=Pr+Ps=3.74W。
故電源總效率為：（9）
實(shí)驗(yàn)結(jié)果和波形分析
根據(jù)要求制作一臺樣機(jī)，用LeCroy公司生產(chǎn)的示波器測試，開關(guān)管V2、V3的Ugs波形如圖3所示。A為V3管Ugs波形（5V/div），B為V2管Ugs波形（5V/div），V2占空比為 0.35，V3占空比為0.25，實(shí)驗(yàn)波形與理論分析基本吻合。5V和3.3V輸出噪聲波形如圖4所示，A為5V輸出噪聲波形（10mV/div），B為3.3V輸出噪聲波形（10mV/div），紋波系數(shù)小于1%，滿足設(shè)計(jì)要求。在滿載條件下，測量電源的效率為91.6%，與估算值相吻合。
圖3 V2、V3的Ugs波形
圖4 輸出噪聲