??? 根據(jù)同步接收機(jī)的結(jié)構(gòu)，設(shè)計(jì)出擴(kuò)頻及其同步電路，可變碼擴(kuò)頻可選用不同長(zhǎng)度的PN碼和三進(jìn)制碼，如圖2所示。

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1.2 擴(kuò)頻與解擴(kuò)實(shí)現(xiàn)
??? 下面分別介紹MBOK和PN碼擴(kuò)頻的過(guò)程。
1.2.1 MBOK擴(kuò)頻
??? 由于MBOK正交序列碼集是由計(jì)算機(jī)搜索到的偽正交碼，所以沒(méi)有一定的生成多項(xiàng)式，本文采用查表法實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻。表1是由802.15.3a工作組給出的一組三進(jìn)制擴(kuò)頻碼。

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??? 擴(kuò)頻單元主要由寄存器、ROM和并串轉(zhuǎn)換模塊構(gòu)成。首先，輸入的1位原始位信息放在寄存器中變?yōu)榉?hào)信息，符號(hào)信息的個(gè)數(shù)由M決定。寄存器輸出兩個(gè)值，一個(gè)是地址信息，用于在ROM中選擇正交序列；一個(gè)是相位信息，用于調(diào)制序列的相位信息。由于MBOK是由{1，0，-1}組成的三進(jìn)制正交碼，而-1無(wú)法用硬件描述語(yǔ)言實(shí)現(xiàn)，將其映射為有符號(hào)數(shù)。在本文中，用11代表-1，01代表+1，00代表0。即ROM中存放的是映射后的48位二進(jìn)制序列。當(dāng)相位信息為1時(shí)，選擇的序列相位取反；相位信息為0時(shí)，序列相位不變。然后將這些并行的序列經(jīng)過(guò)并串轉(zhuǎn)換模塊輸出，以便調(diào)制脈沖相位。-1和+1的相位相差180度，而0表示沒(méi)有脈沖信號(hào)發(fā)出。MBOK擴(kuò)頻端設(shè)計(jì)如圖3所示。

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??? 從每個(gè)脈沖信號(hào)的相位信息中提取出碼片信息11或01，沒(méi)有脈沖信號(hào)時(shí)，碼片信息為00。在接收端，采用相關(guān)解擴(kuò)法。將碼片信息分別存儲(chǔ)在24位的符號(hào)寄存器和24位的數(shù)值寄存器內(nèi)。寄存器中的序列被送至各個(gè)相關(guān)運(yùn)算單元進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，在每個(gè)相關(guān)運(yùn)算單元中，有兩個(gè)相關(guān)器，一個(gè)用于計(jì)算符號(hào)信息，另一個(gè)計(jì)算數(shù)值信息。然后將其積分得到序列之間的相關(guān)值，將8組相關(guān)運(yùn)算單元計(jì)算得出的相關(guān)值送入判決器，在判決器中跟各個(gè)門限值進(jìn)行比較，從而恢復(fù)出原始符號(hào)信息。最后的位信息經(jīng)并串轉(zhuǎn)換模塊輸出。如圖4所示。

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1.2.2 PN碼擴(kuò)頻
??? PN碼擴(kuò)頻一共分為三個(gè)模塊：時(shí)鐘分頻模塊、擴(kuò)展模塊和并串轉(zhuǎn)換模塊。
??? 分頻模塊主要作用是實(shí)現(xiàn)時(shí)鐘的分頻，分頻大小取決于擴(kuò)頻的位數(shù)。
??? 擴(kuò)展模塊按照預(yù)先設(shè)定的擴(kuò)頻序列對(duì)輸入信號(hào)進(jìn)行擴(kuò)頻，這里采用的是31位的M序列，如果輸入信號(hào)為1，則以原碼輸出，如果是0，則以其反碼輸出。
??? 并串轉(zhuǎn)換模塊是將擴(kuò)展模塊輸出的并行數(shù)據(jù)串行輸出。
??? 解擴(kuò)就是在一碼元周期里對(duì)比特?cái)?shù)據(jù)進(jìn)行相關(guān)積分，并設(shè)置一高一低兩個(gè)門限閾值。如果積分值大于高門限，則譯為1，如果積分值小于低門限，則譯為0。
1.3 匹配濾波器設(shè)計(jì)
??? 匹配濾波器（DMF）實(shí)現(xiàn)捕獲的基本思想是利用自相關(guān)特性識(shí)別碼序列，相關(guān)過(guò)程相當(dāng)于接收信號(hào)滑過(guò)碼序列，每個(gè)時(shí)刻都產(chǎn)生一個(gè)相關(guān)結(jié)果，當(dāng)滑到兩序列對(duì)齊時(shí)，有相關(guān)峰值輸出。在沒(méi)有任何干擾的情況下，匹配濾波器最多只需要一個(gè)擴(kuò)頻序列的周期，就可以檢測(cè)出同步相位。PN方式擴(kuò)頻時(shí)，采用31位M序列作為UWB中用來(lái)同步的preamble。其本原多項(xiàng)式為f(x)=x⁵+x⁴+x³+x²+1。最后為了處理方便，在31位M序列末尾加了1位0。使用MBOK方式擴(kuò)頻時(shí)，用24位的三進(jìn)制擴(kuò)頻序列。
??? 綜合本模塊設(shè)計(jì)和后面控制模塊的設(shè)計(jì)，以PN碼擴(kuò)頻為例，給出如下算法：
??? (1)啟動(dòng)模64計(jì)數(shù)器（MBOK方式為48），在一個(gè)符號(hào)時(shí)間內(nèi)尋找匹配濾波器最大值出現(xiàn)的位置，如果該值達(dá)到了設(shè)定的閾值，記錄該位置。
??? (2)啟動(dòng)重合檢測(cè)，連續(xù)檢測(cè)8個(gè)符號(hào)內(nèi)的最大值位置，若這8個(gè)最大值出現(xiàn)的最大值位置有若干個(gè)（預(yù)先設(shè)定）與初次檢測(cè)到的位置一致，則認(rèn)為捕獲初步完成，進(jìn)入跟蹤，否則回到(2)。
??? (3)啟動(dòng)門限檢測(cè)器，對(duì)(2)中連續(xù)8個(gè)符號(hào)內(nèi)的最大值做平均，均值與設(shè)定的門限做比較。如果高于門限，則認(rèn)為捕獲完成，進(jìn)入跟蹤狀態(tài)，否則回到(1)。
??? 在運(yùn)用FPGA實(shí)現(xiàn)匹配濾波器時(shí)，由于匹配濾波器系數(shù)僅有0和1，該濾波器中并不包含有真正意義上的乘法器，濾波器采樣速率為PN碼的2倍.由于匹配濾波器中的移位寄存器消耗大量的邏輯資源，采用如圖5的設(shè)計(jì)可以減少一半的移位寄存器。雙口RAM的讀寫地址相差16^[4][5]。

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1.4 跟蹤電路設(shè)計(jì)
??? 圖6是跟蹤電路結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)框圖，匹配濾波器n位輸出送至比較器進(jìn)行比較，然后將比較結(jié)果分別送給n位和1位的加法器處理，接著將輸出值送至有限狀態(tài)機(jī)，最后由除法器和減法器配合有限狀態(tài)機(jī)工作，從而實(shí)現(xiàn)跟蹤功能。

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??? 本設(shè)計(jì)采用的是延遲鎖定環(huán)。輸入PN碼信號(hào)分別與本地產(chǎn)生的延遲相差1位的PN碼進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。這兩個(gè)相互延遲1位的PN碼序列可由本地PN碼發(fā)生器提前T_c/2和滯后T_c/2得到。按照PN碼相關(guān)特性，輸入信號(hào)與本地PN碼的相關(guān)特性為三角波。兩個(gè)移位自相關(guān)函數(shù)R(τ+T_c/2)和-R(τ+T_c/2)相加形成的曲線如圖7所示。S曲線表明，如果收到的信號(hào)與本地PN碼相差有提前或延后，則加法器輸出為正值或負(fù)值?？梢钥闯?，在時(shí)間偏差-T_c/2～T_c/2之間，延遲鎖定環(huán)的輸出值和時(shí)間偏差τ成正比。此值經(jīng)過(guò)處理后送給DDS，經(jīng)過(guò)它再去調(diào)整本地模板信號(hào)，使本地模板波形的頻率隨相位跟蹤接收信號(hào)變化。這就是本設(shè)計(jì)延遲鎖定環(huán)的基本工作情況。本論文中，減法器和有限狀態(tài)機(jī)及后面所設(shè)計(jì)的DDS一起完成延遲鎖定功能^[6]。

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??? 在正常情況下(即同步狀態(tài))，S曲線鎖定在0點(diǎn)。如果出現(xiàn)同步有少許偏差的情況，則會(huì)送出信號(hào)給DDS模塊，最后產(chǎn)生修正同步偏差的數(shù)字載波。
??? 此外，同步中比較復(fù)雜的狀態(tài)轉(zhuǎn)換也由此部分來(lái)控制。下面逐步說(shuō)明同步過(guò)程中狀態(tài)轉(zhuǎn)換情況。首先，不斷判斷匹配濾波器相關(guān)值輸出，如果超過(guò)了閾值，則進(jìn)入了捕獲的第一個(gè)狀態(tài)，也就是重合檢測(cè)狀態(tài)。其中用high代表濾波器系數(shù)高位與輸入數(shù)據(jù)的相關(guān)值，low代表濾波器系數(shù)低位與輸入數(shù)據(jù)相關(guān)值，dlow為low的延遲輸出。Sum為high與dlow之和。即為匹配濾波器的輸出，location代表的是第一個(gè)符號(hào)內(nèi)匹配濾波器輸出值最大時(shí)的位置,flag則是用來(lái)跟蹤每一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)最大值的位置。
??? 等到重合檢測(cè)結(jié)束，將step的值與設(shè)定的閾值作比較，若大于閾值，則進(jìn)入了捕獲的次狀態(tài)，即門限檢測(cè)狀態(tài)，由此已經(jīng)確定了最大值的位置（position的值），此時(shí)將滿足條件最大值的和即（asum）和重合次數(shù)（step）的值送給除法器做門限檢測(cè)。
??? 若門限檢測(cè)通過(guò)，系統(tǒng)進(jìn)入跟蹤狀態(tài)。此時(shí)給出控制信號(hào)（en），讓解擴(kuò)模塊開始工作。在跟蹤狀態(tài)中，要比較每個(gè)符號(hào)周期內(nèi)最大值出現(xiàn)位置（position）前后半個(gè)碼片的相關(guān)值，它們的差值送給DDS，作為調(diào)整信號(hào)。
??? 圖8和圖9分別為信號(hào)轉(zhuǎn)換示意圖和同步控制模塊狀態(tài)轉(zhuǎn)換圖。圖8中的quo和dis分別為除法器輸出和延遲鎖定環(huán)差值輸出。

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1.5 DDS的設(shè)計(jì)
??? DDS主要由L位累加器、L位寄存器和正弦值存儲(chǔ)ROM表構(gòu)成。在本設(shè)計(jì)中，L取值為8。ROM里存儲(chǔ)的值是由相位碼計(jì)算出來(lái)的與之對(duì)應(yīng)的幅度碼。正弦波輸出的值可用9位二進(jìn)制數(shù)來(lái)表示，其最大值設(shè)為011111111。最高位為符號(hào)位。其幅度值可用公式255sin2πn/256計(jì)算出的值截短得到。然后將計(jì)算得到的值存儲(chǔ)在ROM當(dāng)中，ROM的位寬為8位，深度是256。延遲鎖定環(huán)輸出值可以算出基帶信號(hào)頻率的偏差，設(shè)為f，根據(jù)DS-UWB射頻中心頻率和碼片速率3倍的關(guān)系，DDS可以產(chǎn)生出相應(yīng)頻率的數(shù)字載波，通過(guò)DAC的輸出信號(hào)來(lái)調(diào)節(jié)本地模板信號(hào)，從而使系統(tǒng)始終處于精確同步狀態(tài)。
1.6 同步模塊的復(fù)用及可變碼長(zhǎng)
??? 碼長(zhǎng)的調(diào)整只需要調(diào)整相對(duì)應(yīng)的信號(hào)位寬，由于匹配濾波器、DDS及除法器模塊對(duì)于PN碼及MBOK擴(kuò)頻都是通用的，也只需要調(diào)整一下信號(hào)位寬的參數(shù)。需要考慮的是延遲鎖定環(huán)單元，采用MBOK擴(kuò)頻的三進(jìn)制序列有著良好的自相關(guān)性能，而且其自相關(guān)性與PN碼相似，所以也可以使用延遲鎖定環(huán)來(lái)進(jìn)行跟蹤。
2 系統(tǒng)仿真和驗(yàn)證
??? 圖10為整個(gè)系統(tǒng)的信號(hào)連接框圖，共分為匹配濾波器、除法器、延遲鎖定環(huán)、直接頻率合成、擴(kuò)頻和解擴(kuò)模塊6個(gè)部分。其中con為碼型控制信號(hào)，當(dāng)con為高電平時(shí)，系統(tǒng)采用PN碼擴(kuò)頻方式；當(dāng)con為低電平時(shí)，系統(tǒng)采用三進(jìn)制碼的MBOK擴(kuò)頻方式。

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??? 圖11和圖12分別是用PN碼(con為1)和三進(jìn)制碼擴(kuò)頻（con為0）的后仿波形，測(cè)試時(shí)使用的是相同的數(shù)據(jù)，可以看到在這兩種情況下，擴(kuò)頻系統(tǒng)均能正確解擴(kuò)。

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??? 本系統(tǒng)以MBOK為例在Altera的cycloneII系列EP2C35F672C8上進(jìn)行了驗(yàn)證。通過(guò)比較可以看到，用Quartus后仿真的波形與FPGA驗(yàn)證波形完全一致。圖13為用邏輯分析儀測(cè)出的FPGA驗(yàn)證波形圖，系統(tǒng)在復(fù)位信號(hào)變高之后開始工作，datain的前面8個(gè)時(shí)鐘周期的1是用于捕獲的前導(dǎo)符，此后同步捕獲獲得成功，則由控制單元給出解擴(kuò)的使能信號(hào)，然后由解擴(kuò)單元輸出有效的數(shù)據(jù)信號(hào)?？梢钥吹?，除了由于數(shù)據(jù)處理帶來(lái)的延時(shí)之外，經(jīng)過(guò)同步解擴(kuò)以后的數(shù)據(jù)dataout與擴(kuò)頻之前完全一致。而datao是DDS輸出的調(diào)整同步的數(shù)字載波信號(hào)。如果同步，則輸出為0；否則會(huì)把相應(yīng)的數(shù)值送給DDS單元來(lái)調(diào)整。

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