電動自行車作為一種環(huán)保的交通工具已得到了廣泛使用。直流無刷電機及控制器是電動自行車中的關(guān)鍵部件，其性能決定了整個系統(tǒng)的電能轉(zhuǎn)換效率?？刂破鞲鶕?jù)霍爾傳感器輸出信號，驅(qū)動3相全橋電路，實現(xiàn)對直流無刷電機的控制，因此霍爾信號的準(zhǔn)確性及換相的實時性會直接影響電機的性能。在現(xiàn)有電動自行車控制器方案中，霍爾傳感器信號的采集均采用軟件掃描形式進(jìn)行，換相操作也通過軟件處理，換相誤差大，實時性差，尤其對中高速電機更為明顯。而英飛凌公司的XC866/846可以支持硬件霍爾信號采集、換相操作，且無需額外電路即可實現(xiàn)同步整流控制，單片機利用率高，電機控制性能好。

直流無刷電機控制

傳統(tǒng)的直流無刷電機采用梯形波驅(qū)動方式，系統(tǒng)結(jié)構(gòu)框圖如圖1a所示，MCU根據(jù)三個霍爾傳感器信號調(diào)制PWM輸出，PWM驅(qū)動波形如圖1b所示。由于在這種控制方式下，電機端電壓波形為梯形波，因此也稱為梯形波控制。從圖1中可以看出，PWM輸出存在6種狀態(tài)，對于每種狀態(tài)，逆變橋的6個功率管中僅有2個工作，例如，當(dāng)狀態(tài)等于5時，CC60和COUT62對應(yīng)通道開通。


圖1：直流無刷電機控制拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)及PWM驅(qū)動信號波形。

在PWM開通和關(guān)斷期間，逆變橋內(nèi)的電流如圖2所示(以狀態(tài)5為例)。當(dāng)PWM開通時，電流經(jīng)過M1，經(jīng)過電機及M6返回電源。當(dāng)PWM關(guān)閉時，續(xù)流電流經(jīng)由D2(M2中的寄生二極管)、電機相線和M6返回電源。由于二極管D2的導(dǎo)通壓降為0.6～1V左右，因此續(xù)流電流在這個二極管上會產(chǎn)生較大的損耗，當(dāng)電機負(fù)載大、續(xù)流電流大的時候，損耗問題更加嚴(yán)重，將影響逆變器效率。



圖2：簡單梯形波控制中的電流示意圖。

為減少續(xù)流電流在寄生二極管上產(chǎn)生的損耗，在一些應(yīng)用中使用MOSFET作為逆變元件。由于MOFSET具有導(dǎo)通阻抗低、電流可以雙向流動的特點，在M1關(guān)斷，進(jìn)入續(xù)流階段時，開通M2，使續(xù)流電流流經(jīng)M2，由于MOSFET的導(dǎo)通阻抗極低，損耗很小，例如當(dāng)續(xù)流電流為10A，MOSFET導(dǎo)通電阻10mΩ，二極管D2壓降0.7v時，若續(xù)流電流流經(jīng)D2時產(chǎn)生損耗為7W，而流經(jīng)MOSFET時產(chǎn)生損耗僅為1W，因此使用這種控制方式可以減少損耗，提高逆變器的效率，在續(xù)流電流大的情況下效果更加明顯。這種控制方式亦稱為同步整流，電流示意圖如圖3a。由于MOSFET的上、下管需要交替開通，為避免直通的危險，需要添加死區(qū)時間。采用同步整流控制時，6路PWM的驅(qū)動波形如圖3b所示。



圖3：同步整流控制中的PWM驅(qū)動及電流示意圖。

CCU6E霍爾傳感器模式

捕獲/比較單元6(CCU6E)是英飛凌的8/16位單片機中包含的專用電機驅(qū)動單元，內(nèi)部結(jié)構(gòu)如圖4所示。CCU6E包含兩個專用16位定時器(T12，T13)，可以產(chǎn)生各種PWM調(diào)制信號，支持交流電機、直流無刷電機、開關(guān)磁阻電機等多種電機控制，結(jié)構(gòu)框圖如圖4所示。CCU6E還提供支持塊交換和多相電機控制的多通道模式，并集成專用霍爾傳感器模式，可在使用極少CPU資源的前提下實現(xiàn)直流無刷電機的控制。



圖4：CCU6E結(jié)構(gòu)框圖。

霍爾傳感器模式如圖6所示。在霍爾傳感器模式中，CCU6E通過專用輸入接口*OS0、1、2自動采樣霍爾信號，為濾除霍爾信號中的干擾，CCU6E利用死區(qū)時間計數(shù)器DTC0實現(xiàn)濾波功能，任何霍爾信號的跳變將自動重載DTC0并開始向下計數(shù)，當(dāng)DTC0計數(shù)到1時，進(jìn)行霍爾信號的采集操作。從而在霍爾信號變化到采樣點之間產(chǎn)生了一個延時，減少干擾對換相的影響。



圖5：寄存器MCMOUTL定義。

當(dāng)濾波延時完成后，CCU6E會自動進(jìn)行霍爾信號的采樣和比較操作，如果霍爾輸入值等于期望值(MCMOUTH中EXPH)，則表明發(fā)生正確的霍爾換相事件(CHE)，可觸發(fā)正確霍爾換相中斷。如果輸入霍爾信號既不等于期望值，也不等于當(dāng)前霍爾值，則表明霍爾信號發(fā)生錯誤(如霍爾信號線斷開)，同時可觸發(fā)錯誤霍爾事件中斷，通知CPU進(jìn)行相應(yīng)處理。


圖6：CCU6E 霍爾傳感器模式示意圖。

正確霍爾換相事件(CHE)可以觸發(fā)換相操作，自動更新多通道模式輸出控制寄存器(MCMOUTL)。MCMOUTL用于調(diào)制6路PWM，其寄存器定義如圖5所示，MCMPx(x = 0～5)用于調(diào)制6路PWM(CC60～62，COUT60～62)，當(dāng)MCMPx = 1時，對應(yīng)的PWM通道輸出PWM，當(dāng)MCMPx = 0時，對應(yīng)的PWM輸出無效電平，因此對MCMOUL的更新即可以實現(xiàn)對6路PWM的調(diào)制操作。

為避免軟件更新MCMOUTL帶來的換相延遲，CCU6E添加了映射機制，使用MCMOUTSL寄存器(映射寄存器)。當(dāng)正確換相事件發(fā)生時，MCMOUTSL中的內(nèi)容會自動更新到MCMOUTL中，從而自動改變6路PWM的輸出狀態(tài)。用戶程序僅需在下次換相前更新映射寄存器MCMOUTSL即可。

定時器T13用于產(chǎn)生PWM信號，PWM與MCMPx(x = 0～5)進(jìn)行耦合，輸出到PWM端口，產(chǎn)生所需的PWM。

在霍爾傳感器模式中，CCU6E可以自動進(jìn)行霍爾信號的濾波、采樣、比較、換相操作，與傳統(tǒng)的軟件掃描相比，換相準(zhǔn)確，換相誤差小，尤其對于高速直流無刷電機等對換相誤差要求高的應(yīng)用領(lǐng)域，其優(yōu)勢更加明顯。

霍爾傳感器模式在同步整流中的應(yīng)用

在同步整流控制中，需要互補輸出的PWM，但T13無法滿足要求，因此需要使用T12生成互補PWM，DTC0～2用于死區(qū)時間生成。由于霍爾傳感器模式中使用DTC0進(jìn)行霍爾濾波操作，因此在同步整流中無法使用。此時利用CCU6E中T13可與其它外部事件進(jìn)行同步的特性替代DTC0，完成硬件霍爾濾波。系統(tǒng)框圖如7所示，任何霍爾信號的跳變可自動觸發(fā)T13定時操作(T13TEC = 0x07)，通過設(shè)定T13周期值即可實現(xiàn)濾波時間的設(shè)定，當(dāng)T13計數(shù)到周期設(shè)定值時，自動觸發(fā)霍爾信號的采樣及比較操作(HSYNC = 0x02)。PWM由T12與3個通道設(shè)定值比較產(chǎn)生，同時添加死區(qū)時間，當(dāng)正確霍爾事件發(fā)生時，PWM信號與MCMPx耦合，輸出到對應(yīng)的PWM端口。



圖7：適用于同步整流的“霍爾傳感器模式”示意圖。

實驗結(jié)果

本文針對上述控制方法，在英飛凌低壓驅(qū)動套件上進(jìn)行實現(xiàn)，驅(qū)動24V直流無刷電機BL3056，PWM頻率15K，霍爾信號通過*OS0 - 2輸入，霍爾輸入濾波時間10us，實現(xiàn)同步整流控制。電機端線對地電壓如圖8所示。每相逆變橋的上、下管交替導(dǎo)通，死區(qū)時間為2us。



圖8：同步整流控制中電機端線及逆變橋驅(qū)動電壓。

圖9為同步整流控制下，霍爾信號輸入及換相之間的波形圖，其中紫、黃、綠色波形為霍爾輸入信號，D0～D5為六路PWM輸出信號，由圖可以看出霍爾信號跳變至輸出PWM換相之間的間隔為10us，正好為T13的濾波時間。



圖9：利用霍爾傳感器模式時的換相波形。

本文小結(jié)

本文闡述了利用英飛凌XC866/846中包含的CCU6E模塊實現(xiàn)硬件霍爾換相和同步整流的方案，并進(jìn)行了驗證。與傳統(tǒng)的利用軟件掃描霍爾輸入的方案相比，CCU6E可以自動進(jìn)行霍爾信號濾波、采樣、比較及換相等操作，CPU占用率低，占有軟件資源少，換相誤差小，電機控制效率高，對于高速電機等對換相誤差要求高的應(yīng)用，具有很大優(yōu)勢。