本文提出一種控制策略——正弦脈沖脈位調(diào)制混合控制策略。此種控制方法不再依賴現(xiàn)有的PWM模擬芯片而采用數(shù)字控制，通過(guò)對(duì)輸出電壓與電流進(jìn)行過(guò)零比較與邏輯組合，得到周波變換器開關(guān)脈沖，方法簡(jiǎn)單，易于實(shí)現(xiàn)。混合控制就是周波變換器開關(guān)管的驅(qū)動(dòng)脈沖為低頻脈沖和高頻脈沖的混合，逆變器能量可以雙向流動(dòng)。在保留現(xiàn)有控制策略的優(yōu)點(diǎn)的基礎(chǔ)上，可以極大地減小周波變換器的控制難度，并減少其開關(guān)損耗，提高逆變器的變換效率與穩(wěn)定性。
圖1為全橋高頻鏈逆變器的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，直流輸入經(jīng)逆變電路、高頻變壓器和周波變換器輸出交流到負(fù)載[5]。高頻變壓器傳遞的是正弦脈沖脈位調(diào)制波，由于全橋電路的能量可以雙向流動(dòng)，因此整個(gè)能量傳遞可以分為兩個(gè)過(guò)程，定義為：①能量正向傳遞階段(從直流到交流);②能量回饋階段(從交流到直流)。
圖1 全橋式高頻鏈逆變器主電路
在能量正向傳遞階段，S1、S2和S3、S4分別進(jìn)行高頻斬波，而S5、S6的開關(guān)頻率跟隨負(fù)載為低頻，且當(dāng)輸出電壓U0為正時(shí)，使S5常通，當(dāng)輸出電壓U0為負(fù)時(shí)，使S6常通，這樣分別使Uin、S1、S3、L1、L2、S5、Vd6、C0和ZL組成一組Flyback變換器，實(shí)現(xiàn)直流電源向負(fù)載傳遞能量，使負(fù)載得到交流正半周波形;使Uin、S2、S4、L1、L2、S6、Vd5、C0和ZL組成另一組Flyback變換器，實(shí)現(xiàn)直流電源向負(fù)載傳遞能量，使負(fù)載得到交流負(fù)半周波形。當(dāng)能量回饋時(shí)，Uin、L1、L2、S5、S6、Vd1、Vd2、Vd3、Vd4、C0和ZL分別組成兩組Flyback變換器。無(wú)論負(fù)載為感性還是容性，S5仍然在輸出電壓C0為正時(shí)保持常通，此時(shí)當(dāng)輸出電流I0與輸出電壓U0反相時(shí)，S6高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋;而S6仍然在輸出電壓U0為負(fù)時(shí)保持常通，此時(shí)當(dāng)輸出電流I0與輸出電壓U0反相時(shí)，S5高頻斬波，實(shí)現(xiàn)能量回饋。
可以看出全橋高頻鏈逆變器在接感性與容性負(fù)載實(shí)現(xiàn)能量回饋的時(shí)候，周波變換器才和一次側(cè)的高頻逆變橋的驅(qū)動(dòng)脈沖同步，為高頻工作。因此周波變換器的驅(qū)動(dòng)邏輯與輸出電壓與電流的極性有關(guān)[6]。具體的控制波形如圖2所示。
圖2 主電路控制波形
3 控制回路設(shè)計(jì)
全橋電流源高頻鏈逆變電路采用電壓瞬時(shí)反饋的SPWM控制方案，控制方案如圖3所示。其中電壓給定為Uref，電壓調(diào)節(jié)器的輸出為Ur，電壓調(diào)節(jié)器的反向值為Um，它們分別與同一個(gè)載波Ut進(jìn)行比較，產(chǎn)生UGS1、UGS3和UGS2、UGS4來(lái)分別驅(qū)動(dòng)高頻逆變橋的開關(guān)管S1、S3、和S2、S4[7]。而UGS5與UGS6為產(chǎn)生的高頻同步信號(hào)，SP為輸出電壓 經(jīng)過(guò)過(guò)零比較后得到的邏輯信號(hào)，SF為能量回饋邏輯信號(hào)。根據(jù)對(duì)輸出電壓與電流進(jìn)行過(guò)零比較來(lái)判斷得到的邏輯信號(hào)SP與SF，與高頻同步信號(hào)UGS5、UGS6進(jìn)行邏輯組合后，就可以得到周波變換器的具有雙向能量流動(dòng)特性的驅(qū)動(dòng)信號(hào)。其邏輯組合式如1式所示。
(1)
其中
圖3 高頻鏈逆變器控制框圖