圖1反激變換器的電路
                            （a）具有寄生元器件的反激變換器；（b）CCM方式工作波形；（c）DCM方式工作波形
　　圖1 給出反激變換器在連續(xù)導(dǎo)通型工作（CCM）和斷續(xù)導(dǎo)通型工作（DCM）的幾個(gè)寄生元器件。如一次級間漏感、MOSFET的輸出電容、二次側(cè)二極管的結(jié)電容等。當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，一次電流Id給MOSFET的Coss充電，此電壓力加在Coss上，Vds超過輸入電壓，加上了折返的輸出電壓VIN＋Nv。，二次側(cè)二極管導(dǎo)通。電感Lm上的電壓鉗在Nvo，也就是LIK1與Coss之間的高頻諧振及高浪涌，在CCM工作模式下，二次側(cè)二極管一直導(dǎo)通，直到MOSFET再次導(dǎo)通。因此當(dāng)MOSFET導(dǎo)通時(shí)，二次側(cè)二極管的反轉(zhuǎn)恢復(fù)電流要疊加到一次電流上。于是，在一次就有一個(gè)大的浪涌出現(xiàn)在導(dǎo)通時(shí)，此即意味著對于DCM工作情況，因二次側(cè)電流在一個(gè)開關(guān)周期結(jié)束之前已經(jīng)干涸。所以Lm與Coss之前才有一個(gè)諧振。
　　二、吸收回路設(shè)計(jì)
　　由于LIK1與Coss之間的諧振造成的過度高電壓必須為電路元器件能接受的水平，為此必須加入一個(gè)電路，以保護(hù)主開關(guān)MOSFET。RCD吸收回路及關(guān)鍵波形示于圖2和圖3所示。它當(dāng)Vds超出VIN+nV時(shí)，RCD吸收回路使吸收二極管VDsn導(dǎo)通的方法來吸收漏感的電流。假設(shè)吸收回路電容足夠太，其電壓就不會超出。
　　當(dāng)MOSFET關(guān)斷時(shí)，Vds充電升到VIN+nV。一次電流通過二極管VDsn到達(dá)吸收回路的電容Csn處，二次側(cè)的整流管在同時(shí)導(dǎo)通。因此其上的電壓為Vsn-nV，Isn的斜率如下：

     圖2反激變換器的RCD吸收回路

    圖3加入吸收回路的DCM關(guān)鍵波形
　　式中：isn是流進(jìn)吸回路的電流；Vsn是吸收回路電容上的電壓；n是主變壓器匝數(shù)；LIK1是主變壓器的漏感。因此，時(shí)時(shí)TS可以從下式求出：

　　式中：Ipeak是一次電流的峰值。
　　吸收回路電容電壓，Vsn在最低輸人電壓及滿載條件下決定。－旦Vsn定了，則吸收回路的功耗在最低輸人電壓及滿載條件下為：

　　式中：fs是開關(guān)頻率；Vsn為2～2．5倍的nVo，從公式中看出非常小的Vsn使吸收回路損耗也減小。
　　另一方面，由于吸收回路電Rsn的功耗為，我們可以求得電阻：

　　然后吸收回路的電阻選用合適的功率來消耗此能量，電容上的最太紋波電壓用下式求出：

　　通常5％ － 10％的紋波是可以允許的，困此，吸收回路的電容也可用上式求出。
　　當(dāng)變換器設(shè)計(jì)在CCM工作模式下時(shí)，峰值漏電流與吸收回路電容電壓一起隨輸入電壓增加而減少。吸收回路電容電壓在最高輸入電壓和滿戴時(shí)可由下式求出：

　　式中：fs為開關(guān)頻率；LIK1為一次漏感；n為變壓器匝數(shù)比；Rsn為吸收回路電阻；Ipeak2為一次在最高輸入電壓和滿載時(shí)的峰值電流。當(dāng)變換器工作在CCM
狀態(tài)，又是最高輸入電壓及滿載條件Ipeak2表示如下：

　　式中：PIN為輸入功率；Im變壓器勱磁電感。VDCmax為整流的最高輸人電壓值Vdc。
　　如果在瞬間過渡時(shí)及穩(wěn)態(tài)時(shí)Vds的最高值低于MOSFET 的BVdss電壓的90％和80％，則吸收回路二極管的耐壓要高于BVdss，可以選用一個(gè)超快恢復(fù)二極管為1A電流，耐壓120％BVdss。