隨著半導(dǎo)體技術(shù)和深壓微米工藝的不斷發(fā)展，IC的開關(guān)速度目前已經(jīng)從幾十MHz增加到幾百MHz, 甚至達到幾GHz。在高速PCB 設(shè)計中，工程師經(jīng)常會碰到誤觸發(fā)、阻尼振蕩、過沖、欠沖、串?dāng)_等信號完整性問題。本文將探討它們的形成原因、計算方法以及如何采用IBIS仿真方法解決這些問題。
1 信號完整性定義
　　信號完整性(Signal Integrity，簡稱SI)指的是信號線上的信號質(zhì)量。信號完整性差不是由單一因素造成的，而是由板級設(shè)計中多種因素共同引起的。破壞信號完整性的原因包括反射、振鈴、地彈、串?dāng)_等。隨著信號工作頻率的不斷提高，信號完整性問題已經(jīng)成為高速PCB工程師關(guān)注的焦點。
2 反射
2.1反射的形成和計算
　　傳輸線上的阻抗不連續(xù)會導(dǎo)致信號反射，當(dāng)源端與負載端阻抗不匹配時，負載將一部分電壓反射回源端。如果負載阻抗小于源阻抗，反射電壓為負；如果負載阻抗大于源阻抗，反射電壓為正。反射回來的信號還會在源端再次形成反射，從而形成振蕩?，F(xiàn)以圖1所示的理想傳輸線模型為例，分析與信號反射有關(guān)的重要參數(shù)。

　　圖中，理想傳輸線L被內(nèi)阻為R₀的數(shù)字信號驅(qū)動源V_S驅(qū)動，傳輸線的特性阻抗" title="特性阻抗">特性阻抗為Z₀，負載阻抗為R_L。如果終端阻抗(B點)跟傳輸線阻抗(A點)不匹配，就會形成反射，反射回來的電壓幅值由負載反射系數(shù)ρ_L決定。ρ_L可由式(1)得出：
　　
　　從終端反射回的電壓到達源端時，可再次反射回負載端，形成二次反射，此時反射電壓的幅值由源反射系數(shù)ρ_S決定。ρ_S可由式(2)得出：
　　
　　精確計算反射系數(shù)和反射電壓的關(guān)鍵是確定傳輸線的特征阻抗，它不僅僅是印制線的電阻。當(dāng)印制線上傳輸?shù)男盘査俣瘸^100MHz時，必須將印制線看成是帶有寄生電容和電感的傳輸線，而且在高頻下會有趨膚效應(yīng)和電介質(zhì)損耗，這些都會影響傳輸線的特征阻抗。按照傳輸線的結(jié)構(gòu)，可以將它分為微帶線" title="微帶線">微帶線和帶狀線。
2.1.1 表層微帶線的特性阻抗
　　微帶線是位于接地層上由電介質(zhì)隔開的印制導(dǎo)線,其模型如圖2所示。印制導(dǎo)線的厚度、寬度、印制導(dǎo)線與地層的距離以及電介質(zhì)的介電常數(shù)" title="介電常數(shù)">介電常數(shù)決定了微帶線的特性阻抗。計算公式如下：
　　

　　式中,Z₀是微帶線的特性阻抗(Ω)，w是印制導(dǎo)線寬度(英寸)，t是印制導(dǎo)線厚度(英寸)，h是電介質(zhì)厚度(英寸)，ε_r是印制電路板電介質(zhì)的相對介電常數(shù)。
2.1.2 層間帶狀線的特性阻抗
　　帶狀線是介于兩個接地層之間的印制導(dǎo)線，其模型如圖3所示。它的特性阻抗和印制導(dǎo)線的寬度、厚度、電介質(zhì)的介電常數(shù)以及兩個接層的距離有關(guān)。特性阻抗的計算公式如下：
　　

　　式中,Z₀是微帶線的特性阻抗(Ω)，w是印制導(dǎo)線寬度(英寸)，t是印制導(dǎo)線厚度(英寸)，h是電介質(zhì)厚度(英寸)，εr是印制電路板電介質(zhì)的相對介電常數(shù)。
2.1.3 非對稱帶狀線的特性阻抗
　　非對稱帶狀線模型如圖4所示。

　　特性阻抗的計算公式如下：
　　
　　式中,Z₀是微帶線的特性阻抗(Ω)，w是印制導(dǎo)線寬度(英寸)，t是印制導(dǎo)線厚度(英寸)，h是電介質(zhì)厚度(英寸)，c是印制導(dǎo)線之間的距離，ε_r是印制電路板電介質(zhì)的相對介電常數(shù)。
2.2反射引起的問題及解決方法
　　由于存在傳輸線效應(yīng)，從反射的角度來看，會出現(xiàn)以下信號完整性問題：
　　(1)信號反射形成信號振蕩。反射回來的信號會在源端和終端之間形成多次反射，加上傳輸線效應(yīng)引起的過大的電感和電容，會導(dǎo)致信號振蕩，即在一個邏輯電平附近上下震蕩。這種現(xiàn)象尤其會出現(xiàn)在周期性的時鐘信號上，從而導(dǎo)致系統(tǒng)失敗。
　　(2)信號反射會形成信號過沖和下沖。雖然一般來說每個信號的輸入端都具有保護作用的齊納二極管，但過沖電平有時會遠遠超過元件電源電壓范圍，損壞元器件。
　　(3)多次跨越邏輯電平門限。信號在跳變的過程中可能多次跨越邏輯電平門限，它是信號振蕩的一種特殊的形式，即信號的振蕩發(fā)生在邏輯電平門限附近，多次跨越邏輯電平門限會導(dǎo)致邏輯功能紊亂。
　　解決反射的根本辦法是使信號具有良好的終端匹配，控制傳輸線的長度。同時也可利用IBIS仿真對系統(tǒng)信號進行優(yōu)化。

3串?dāng)_
3.1串?dāng)_的形成和計算
　　在高速信號系統(tǒng)設(shè)計中，反射屬于單信號線現(xiàn)象，當(dāng)然包括地平面回路。但串?dāng)_不同，它是兩條信號線之間以及地平面之間的耦合，所以又稱為三線系統(tǒng)。形成串?dāng)_的根本原因是信號變化引起周邊的電磁場發(fā)生變化，特別是對于高速信號，信號的上升和下降沿的時間可以達到ps級，高頻分量非常豐富，信號線之間的寄生電容和電感容易成為串?dāng)_信號的耦合通道。下面以圖5所示的傳輸線耦合模型為例進行分析。傳輸線上分布著電感分量和電容分量，所以整個信號之間的串?dāng)_由兩部分組成，即容性耦合干擾和感性耦合干擾。容性耦合干擾是由于干擾源(Aggressor)上的電壓變化在被干擾對象(Victim)上引起感應(yīng)電流從而導(dǎo)致的電磁干擾，而感性耦合干擾則是由于干擾源上的電流變化產(chǎn)生的磁場在被干擾對象上引起感應(yīng)電壓從而導(dǎo)致的電磁干擾。感性串?dāng)_和容性串?dāng)_的基本分析公式如下：
　　
　　式中,L_m是互感，R_a是干擾源的終端匹配電阻，T_r是信號上升沿的時間。
　　
　　式中,C_m是耦合電容，R_a是被干擾對象的終端匹配電阻，T_r是信號上升沿的時間。
3.2 影響因素
　　從上面的公式可以看出，串?dāng)_的大小與很多因素有關(guān)，如信號的速率、信號的上升沿和下降沿的速率、PCB板層的參數(shù)、信號線間距、驅(qū)動端和接收端的電氣特性及線端接方式等。
3.2.1 串?dāng)_線平行長度和間距對串?dāng)_的影響
　　印制電路板基材與兩面的印制導(dǎo)線可看作一個電容器，其電容C可用平板電容器的計算公式來粗略地計算。
　　
　　式中, A是兩面導(dǎo)線重疊的面積(mm²),b是層壓板電介質(zhì)厚度(mm)，ε_r是壓板的相對介電常數(shù)。
　　當(dāng)串?dāng)_信號線之間的平行長度增加時，將增加兩傳輸線之間重疊的面積，所以線之間的耦合電容也會增加，從而增大電流串?dāng)_。同理，當(dāng)傳輸線之間的間距減少時，兩個耦合的傳輸線之間的耦合電容也會增加，從而增加串?dāng)_的數(shù)值。在高速電路設(shè)計中，重要的是減少串?dāng)_的數(shù)值，這樣就要從結(jié)構(gòu)上減小平行的長度，而且線間的間距也不能太小。
3.2.2 信號頻率和沿速率對串?dāng)_的影響
　　在串?dāng)_效應(yīng)中，除了信號本身的傳輸頻率外，影響很大的還有信號上升時間和下降時間。在現(xiàn)代設(shè)計中，經(jīng)常會出現(xiàn)幾百兆赫茲的時鐘信號和數(shù)字信號，這些信號的上升沿可以達到ps級。在這種情況下，信號的上升時間和下降時間對串?dāng)_的影響是不可忽視的。
　　假設(shè)存在一個如圖6所示的串?dāng)_模型。其中，兩線的線寬均為w，兩線的線間距為P，而兩線的平行長度為L，如不特殊說明，w、P和L的取值分別為w=5mils，P=5mils，L=1.3inches，兩線均為頂層微帶傳輸線。PCB板的電介質(zhì)介電常數(shù)ε_r為4.5。分別在不同的頻率和沿速率情況下對它進行仿真。干擾源信號的頻率不同時，對應(yīng)的串?dāng)_表現(xiàn)如表1所示。

　　在同樣干擾信號頻率(f=20MHz)下，不同干擾源沿速率所產(chǎn)生的信號串?dāng)_情況如圖7所示。圖中標(biāo)記“1”和標(biāo)記“2”箭頭分別指被干擾對象的遠端和近端串?dāng)_波形。

3.3解決方法
　　從上面的分析來看，在高速電路設(shè)計中，除了信號頻率對串?dāng)_有較大影響外，信號的邊沿變化(上升沿和下降沿)對串?dāng)_的影響更大，邊沿變化越快，串?dāng)_越大。所以解決串?dāng)_的方法主要從減少干擾源強度和切斷干擾路徑兩個方面進行，有以下幾種方法：
　　(1)串?dāng)_與信號頻率成正比，而且在數(shù)字電路中，信號的邊沿變化(上升沿和下降沿)對串?dāng)_的影響最大，邊沿變化越快高頻分量越豐富，串?dāng)_越大，所以盡量少地使用dV/dt高的信號，在超高速設(shè)計中可以使用低電壓差分信號或其它差分信號。
　　(2)在布線空間允許的條件下，在串?dāng)_較嚴(yán)重的兩條線之間插入一條地線或地平面，可以起到隔離的作用，從而減小串?dāng)_。
　　(3)加大線間距，減小線的平行長度，必要時可以以jog(凹凸)方式走線。
　　(4)對于信號速率比較高的信號，可以將它走線經(jīng)過的微帶線和帶狀線控制在地平面8mil距離內(nèi)，這樣可以顯著減少串?dāng)_。
　　(5)控制傳輸線阻抗，加入端接匹配電阻以減小或消除反射，從而減小串?dāng)_。
4 IBIS 仿真
　　由于在高速電路設(shè)計中存在許多的信號完整性問題，為了確保產(chǎn)品的性能和縮短開發(fā)周期，迫切需要進行電路的板級仿真。仿真的手段主要有SPICE仿真和I/O Buffer Information Specification(簡稱IBIS)仿真等。IBIS模型只涉及器件I/O buffer的電氣特性，不包含器件內(nèi)核的結(jié)構(gòu)、工藝和性能等信息，從而有效保護了IC開發(fā)商的知識產(chǎn)權(quán)，因此與SPICE模型相比， IBIS模型比較容易從器件生產(chǎn)廠家獲得；同時IBIS仿真具有很高的精度，而且其仿真速度比SPICE仿真速速快25倍左右。本文只介紹IBIS 仿真。
4.1 IBIS模型的組成要素
　　按器件引腳輸入、輸出性質(zhì)的不同，IBIS模型中所包含的要素也不同。主要有兩種，即輸出引腳和輸入引腳模型，圖8描述的是輸出引腳的模型。模塊1表示自器件Pad到Pin的寄生參數(shù)，其中C_comp表示由輸出Pad、鉗位二極管引起的輸出電容，L_pkg、R_pkg以及C_pkg表示由綁定引線和Pin引起的電感、電阻和電容。模塊2表示器件內(nèi)部的ESD保護二極管或鉗位二極管，模塊3表示開關(guān)管的開關(guān)動態(tài)特性，在模型文件中用dV/dt表示，決定信號的沿速率。模塊4和模塊5分別表示下拉開關(guān)管和上拉開關(guān)管，用模型文件中的V/I曲線表示。圖9描述的是輸入引腳的IBIS模型，它只包含模塊1和模塊2。

4.2 IBIS模型仿真步驟
　　由于IBIS仿真模型不但含有每個引腳的寄生參數(shù)，如封裝寄生電感、電容和電阻， 而且有表示信號沿速率的dV/dt和端口特征的V/I曲線，所以IBIS仿真具有精度高、仿真速度快的特點，被現(xiàn)在的EDA軟件廣泛采用，如Cadence 和 Mentor等。下面介紹Cadence軟件的仿真步驟：
　　(1)從半導(dǎo)體廠家獲取IBIS模型。
　　(2)進行IBIS模型的校正，這一點非常重要，因為有時候廠家提供的IBIS模型有錯誤。
　　(3)在原理圖設(shè)計時，將相應(yīng)的IBIS模型賦予每個器件，然后進行PCB設(shè)計。
　　(4)提取需要仿真的每個網(wǎng)絡(luò)的拓撲結(jié)構(gòu)。
　　(5)在源端加上激勵，然后進行仿真。如果存在信號完整性問題，可以修改終端匹配或PCB設(shè)計，然后再進行仿真，直到滿足信號完整性要求。
　　信號完整性設(shè)計已經(jīng)成為高速PCB設(shè)計中非常重要的一環(huán)，需要從原理圖設(shè)計開始進行考慮，并采用IBIS仿真加速設(shè)計的進度和保證設(shè)計的成功。當(dāng)然由于IBIS模型不涉及到IC內(nèi)部的晶體管結(jié)構(gòu)，同時對外面的被動器件和結(jié)構(gòu)(如過孔)描述不夠精確，所以對于超高速PCB(信號傳輸速率超過1Gb/s)的設(shè)計，可以采用SPICE仿真，同時采用三維電磁場提取過孔的SPICE模型。限于篇幅，本文沒有討論這些問題，可參考相關(guān)文獻。