0 引 言
對于采用PBCC調(diào)制方式的高速無線局域網(wǎng)系統(tǒng)而言，信號經(jīng)過多徑信道傳輸后，接收信號中包含碼間干擾及噪聲的影響。因此在接收端必須采用均衡算法，以得到發(fā)送信息的可靠估計。眾所周知，最佳的均衡算法為極大似然序列檢測(MLSE)算法。然而，當(dāng)信道存在較大的時延擴(kuò)展或采用非二元的信號形式時，MLSE算法的復(fù)雜性很高。因此，在實際系統(tǒng)中需要采用次最佳的均衡算法，如：判決反饋均衡、減狀態(tài)序列估計、M算法等。所有這些算法且基本思想均在于降低系統(tǒng)網(wǎng)格的復(fù)雜性，并在網(wǎng)格已確定的情況下減少幸存路徑的數(shù)目。對于這類次最佳且基于網(wǎng)格搜索的均衡器而言，通常認(rèn)為需要整個系統(tǒng)的離散沖激響應(yīng)滿足最小相位條件，方能獲得理想的性能。因此，一般需要在均衡器之前引入一個離散時間預(yù)濾波器，將信道沖激響應(yīng)轉(zhuǎn)化為相應(yīng)的最小相位形式。相應(yīng)地，接收機(jī)設(shè)計為由預(yù)濾波器和均衡器兩部分組成，預(yù)濾波器也可視作信道前徑均衡器。對預(yù)濾波器的設(shè)計通常采用白化匹配濾波器，但白化匹配濾波器系數(shù)的求取較為復(fù)雜，并且經(jīng)過白化匹配濾波器后的信號包含多路后徑的影響，從而增加了后續(xù)均衡器的復(fù)雜性。為了簡化接收機(jī)的設(shè)計，提出了一種采用迫零準(zhǔn)則設(shè)計預(yù)濾波器的方法，并結(jié)合M算法完成后續(xù)的減狀態(tài)均衡處理。采用該方法可以有效地降低接收機(jī)的復(fù)雜度，并保持接收性能與原有設(shè)計方法基本相當(dāng)。
1 接收機(jī)框圖
本文采用的接收機(jī)框圖如圖1所示。首先，接收到的基帶數(shù)據(jù)經(jīng)A／D變換后得到數(shù)字采樣信號；然后，利用接收到的前導(dǎo)碼信號進(jìn)行信道沖激響應(yīng)估計，并利用該信道估計結(jié)果完成預(yù)濾波及均衡參數(shù)計算；最后，對采樣信號進(jìn)行預(yù)濾波及減狀態(tài)均衡處理以得到相應(yīng)的輸出數(shù)據(jù)。圖1中的預(yù)濾波器為采用迫零準(zhǔn)則設(shè)計的FIR濾波器，具體的預(yù)濾波器系數(shù)求取方法見第2部分。圖1中的減狀態(tài)均衡采用M算法，具體實現(xiàn)見第3部分。
2 預(yù)濾波器系數(shù)求取
采用IEEE
802．11標(biāo)準(zhǔn)中推薦的指數(shù)衰減信道模型作為本文中的信道模型。研究表明，室內(nèi)無線信道中信道后徑數(shù)目較多為主要成分，信道前徑通常很短，數(shù)目較少。本文采用的信道沖激響應(yīng){hj}{i=O，1，2，…，10)共包含11條路徑，其中包含2路前徑，1路主徑及8路后徑。在單個數(shù)據(jù)包發(fā)送時間內(nèi)信道不會發(fā)生劇烈變化，因此可以使用每個數(shù)據(jù)幀的前導(dǎo)碼部分包含的巴克碼進(jìn)行信道沖激響應(yīng)估計。在得到信道沖激響應(yīng)估計值{hj}之后，采用迫零準(zhǔn)則計算預(yù)濾波器即前饋濾波器(Feed
Forward Filter)的系數(shù){fffk}{K=0，1，2}。具體算法如式(1)：
3．1 極大似然序列估計
對于經(jīng)預(yù)濾波處理后的輸出序列{vk}，極大似然序列估計的目的是選擇一個輸入碼元序列的估計{Ik)，使得似然函數(shù)最大化。因為度量：
的取值與似然函數(shù)成反比，使得度量Mk最小化的序列{Ik}即為極大似然序列估計問題的解。
序列{Ik}的路徑度量可以迭代運(yùn)算，即：
3．2 均衡算法細(xì)節(jié)
為了降低系統(tǒng)網(wǎng)格的復(fù)雜性，僅考慮由二進(jìn)制卷積編碼所產(chǎn)生的網(wǎng)格狀態(tài)，而不考慮由信道多徑所產(chǎn)生的網(wǎng)格狀態(tài)。對每一條幸存路徑，計算由信道所引起的碼間干擾，并予以剔除。度量更新公式可表示為：
式中：反饋信息{Ik-1，Ik-2，…，Ik-L}從幸存路徑中提取。
為了進(jìn)一步降低運(yùn)算量，只保留網(wǎng)格中的部分路徑。顯而易見，最佳策略只保留那些與接收序列具有最小距離的路徑。M算法共選擇M個具有最小距離的路徑。
M算法的具體步驟如下：
(1)從根節(jié)點(diǎn)出發(fā)，對于每個階段l=1，2，…，LD(LD為判決深度)，重復(fù)步驟(2)～(5)。
(2)從第l-1階段到第l階段延伸所有路徑。
(3)保留與接收路徑最為接近的M條路徑，刪除
其他路徑。
(4)如果沒有路徑保留，聲明算法失敗并停止。
(5)循環(huán)停止的準(zhǔn)則是如果所有路徑均位于同一子集，執(zhí)行步驟(6)，否則重復(fù)循環(huán)(初始分支加上其前向路徑構(gòu)成樹圖的一個子集)。
(6)將存儲路徑中具有最小距離路徑的第一個分支作為輸出。
(7)刪除所有存儲路徑，并將輸出路徑的端節(jié)點(diǎn)作為新的根節(jié)點(diǎn)。
4 數(shù)值結(jié)果
PBCC調(diào)制的框圖如圖2所示。
對于5．5 Mb／s和11 Mb／s的傳輸速率，碼率為1／2的二進(jìn)制卷積編碼的生成矩陣為：
然而對于22 Mb／s的傳輸速率，碼率為2／3二進(jìn)制卷積編碼的生成矩陣為：
使用掩碼使發(fā)送比特隨機(jī)化。從二進(jìn)制卷積編碼的輸出到PSK星座點(diǎn)的映射由掩碼決定。
采用迫零準(zhǔn)則設(shè)計預(yù)濾波器(表中用ZF-FFF表示)，并選擇M算法進(jìn)行后續(xù)的均衡。現(xiàn)以22
Mb／s的傳輸速率及前導(dǎo)碼為短碼的情況為例進(jìn)行仿真，假定晶振偏差為-20 ppm。
表1～表3給出在不同傳輸信道條件下，經(jīng)過8次運(yùn)算所得的平均誤比特率。每次發(fā)送比特數(shù)為1 000
b。為便于比較，表中同時列出采用WMF作為預(yù)濾波器時的仿真結(jié)果。
由表1～表3可見，當(dāng)傳輸信道沖激響應(yīng)不包含前徑時，無論采用WMF或ZF-FFF作為預(yù)濾波器，均可獲得良好的接收性能。當(dāng)傳輸信道沖激響應(yīng)包含一路或二路前徑時，接收性能有所下降，而為達(dá)到一定的誤比特率性能所需的信噪比門限有所提高。采用ZF-FFF作為預(yù)濾波器與采用WMF作為預(yù)濾波器相比，引起的接收性能下降僅為2 dB左右。與采用WMF作為預(yù)濾波器相比，采用ZF-FFF作為預(yù)濾波器，在濾波器系數(shù)求取及濾波運(yùn)算時，其計算復(fù)雜度均有明顯下降。
5 結(jié) 語
給出了基于PBC傳輸方式的WLAN接收機(jī)設(shè)計方法，即采用迫零準(zhǔn)則設(shè)計預(yù)濾波器(ZF-FFF)；選擇M算法來對抗碼間干擾的影響。與采用白化匹配濾波器作為預(yù)濾波器的傳統(tǒng)接收機(jī)設(shè)計方法相比，運(yùn)算復(fù)雜度得到大幅度降低。計算機(jī)仿真結(jié)果表明，上述接收機(jī)設(shè)計在不同信道情況下表現(xiàn)出穩(wěn)健的性能。該設(shè)計易于實現(xiàn)，性能優(yōu)良，具有良好的實際應(yīng)用前景。