1引言
隨著功率因數(shù)校正" title="功率因數(shù)校正">功率因數(shù)校正（PFC）技術(shù)在我國的重視與應(yīng)用，功率因數(shù)校正專用控制器的研究漸趨增加?？紤]到CAD技術(shù)迅速發(fā)展的今天，傳統(tǒng)的電路設(shè)計(jì)方法發(fā)生了革命性變革。計(jì)算機(jī)仿真參與產(chǎn)品設(shè)計(jì)，不僅高效、安全、節(jié)省經(jīng)費(fèi)，還可以通過調(diào)節(jié)參數(shù)優(yōu)化系統(tǒng)性能，在產(chǎn)品開發(fā)初期，計(jì)算機(jī)仿真可忽略寄生效應(yīng)，避免噪聲干擾，還可簡化復(fù)雜電路。
然而國內(nèi)對功率因數(shù)校正專用控制器的計(jì)算機(jī)仿真模型的研究尚不多見，為了更好地利用計(jì)算機(jī)仿真來進(jìn)行高頻功率變換系統(tǒng)的設(shè)計(jì)，對功率因數(shù)校正專用集成電路的計(jì)算機(jī)仿真模型的研究很有必要。
目前，PFC專用集成電路有很多品種，國外的一些半導(dǎo)體廠商如Motorola、Unitrode、SiliconGeneral、Siemens、MicroLinear都開發(fā)生產(chǎn)了PFC專用集成電路。常見的有專用于升壓變換型功率因數(shù)校正專用集成電路MC34261、TDA4814、TDA4815、TDA4816、TDA4817、UC3854、ML4819等。各種產(chǎn)品的技術(shù)指標(biāo)和性能有所不同，但其結(jié)構(gòu)與功能模塊基本相同。
本文將以Unitrode公司的功率因數(shù)校正專用集成電路UC3854的主要參數(shù)進(jìn)行宏模型構(gòu)建并對利用所建模型構(gòu)成的功率因數(shù)校正電路進(jìn)行仿真。
2UC3854的結(jié)構(gòu)與主要特性
圖1UC3854的總體結(jié)構(gòu)框圖
2.1UC3854的組成結(jié)構(gòu)
UC3854的總體結(jié)構(gòu)如圖1所示，主要包括以下幾個(gè)功能模塊：電壓誤差放大器模塊，電流誤差放大器模塊，乘除法器模塊，鋸齒波" title="鋸齒波">鋸齒波發(fā)生器模塊，輸出驅(qū)動(dòng)模塊，以及峰值限制比較器模塊，欠電壓過電壓保護(hù)模塊，軟起動(dòng)模塊和一些數(shù)字邏輯。為了簡化模型，建模中省去欠電壓、過電壓鎖存比較器，軟起動(dòng)等輔助環(huán)節(jié)。
2.2UC3854的關(guān)鍵特性
表1列出了UC3854各主要功能模塊的關(guān)鍵特性。
表2 列出了UC3854管腳說明。
3模塊宏模型的構(gòu)建
3.1誤差放大器
UC3854內(nèi)部有電壓誤差放大器和電流誤差放大
表1UC3854的關(guān)鍵參數(shù)
| 參數(shù) | 測試條件 | 典型值 | 單位 |
|---|---|---|---|
| 電壓誤差放大器 | |||
| Vsense偏置電流 | －25 | nA | |
| 開環(huán)增益 | 100 | dB | |
| 輸出電壓擺幅 | 0.8～5.8 | V | |
| 短路電流 | VAOut=0 | －20 | mA |
| 電流誤差放大器 | |||
| Isense偏置 | －120 | nA | |
| 開環(huán)增益 | 110 | dB | |
| 輸出電壓擺幅 | 0.5～16 | V | |
| 短路電流 | －20 | mA | |
| 增益帶寬積 | 800 | kHz | |
| 乘法器 | |||
| 最大輸出電流 | －200 | μA | |
| 增益因子 | －1.0 | ||
| 振蕩器 | |||
| 振蕩頻率 | RSET=8.2k | 102 | kHz |
| 斜坡幅度 | 5.5 | V | |
| 輸出驅(qū)動(dòng) | |||
| 輸出高電壓 | 200mAloadonGTDrv,VCC=15V | 12.8 | V |
| 輸出低電壓 | 200mAloadonGTDrv | 1.0 | V |
圖2電壓誤差放大器原理示意圖
圖3電壓誤差放大器宏模型示意圖
表2UC3854管腳說明
| 管腳序號 | 管腳符號 | 管腳說明 |
|---|---|---|
| 1 | Gnd | 接地端，器件內(nèi)部電壓均以此電壓為基準(zhǔn) |
| 2 | PK1MT | 峰值限定端，其閾值電壓為零伏與芯片外電流傳感電阻負(fù)端相連，有可與芯片內(nèi)接基準(zhǔn)電壓的電阻相連，使峰值電流比較器反向端電位補(bǔ)償至零 |
| 3 | CAOut | 電流誤差放大器的輸出端，對輸入總線電流進(jìn)行傳感，并向脈寬調(diào)制器發(fā)送電流校正信號的寬帶運(yùn)放輸出 |
| 4 | Isense | 電流傳感信號接至電流放大器反向輸入端，4腳電壓應(yīng)高于－0.5伏（因采用二極管對地保護(hù)） |
| 5 | MultOut | 乘法放大器的輸出和電流誤差放大器的正向輸入端 |
| 6 | IAC | 乘法器" title="乘法器">乘法器前饋交流輸入端，與B端相連，6腳的設(shè)定電壓為6伏，通過外接電阻與整流橋輸出工頻總線相連，并用電阻與芯片內(nèi)基準(zhǔn)相連 |
| 7 | VAOut | 誤差電壓放大器的輸出電壓，這個(gè)信號又與乘法器A端相連，但若低于1伏乘法器便無輸出 |
| 8 | VRMS | 前饋總線電壓有效值端，與跟輸入線電壓有效值正比的電阻相連時(shí)，可對線電壓的變化進(jìn)行補(bǔ)償 |
| 9 | VREF | 基準(zhǔn)電壓輸出端，可對周邊電路提供10mA的驅(qū)動(dòng)電流 |
| 10 | ENA | 允許比較器輸入端，不用時(shí)與＋5伏電壓相連 |
| 11 | VSENSE | 電壓誤差放大器反向輸入端，在芯片外與反饋網(wǎng)絡(luò)相連，或通過分壓網(wǎng)絡(luò)與功率因子較正器輸出相連 |
| 12 | RSET | 12腳信號與地接入不同的電阻，用來調(diào)節(jié)振蕩器的輸出和乘法器的最大輸出 |
| 13 | SS | 軟起動(dòng)端，與誤差電壓放大器同相端相連 |
| 14 | CT | 接對地電容器CT，作為振蕩器定時(shí)電容 |
| 15 | VCC | 正電源閾值為10V～16V |
| 16 | GTDrv | PWM信號的圖騰輸出端，外接MOSFET管的柵極，該端電壓箝位在15V |
器，它們的基本結(jié)構(gòu)類似，其差別在于電流誤差放大器對電流控制電路有特殊要求，其增益和帶寬要大于電壓誤差放大器。因此我們這里只給出電壓誤差放大器的宏模型示意圖，圖2為電壓誤差放大器的原理圖，圖3為其相應(yīng)的宏模型示意圖。
在圖2中，運(yùn)放的正向輸入端連接傳感電壓，反向輸入端連接到基準(zhǔn)電壓，運(yùn)放的輸出經(jīng)過三極管與6.2k的電阻構(gòu)成射極跟隨引出。
在圖3中，RI和CI決定了電壓誤差放大器的輸入阻抗，電壓控制電流源G1以及電容CI決定了電壓誤差放大器的增益帶寬積，通過二極管VD2和VD3以有源功率因數(shù)校正
圖4乘法器宏模型示意圖
圖5振蕩器宏模型示意圖
圖6輸出驅(qū)動(dòng)模塊宏模型示意圖
圖7包含UC3854的功率因數(shù)校正電路圖
及電源Uo和UN來實(shí)現(xiàn)對誤差放大器輸出的箝拉。
3.2乘法器模型
乘法器的模型構(gòu)建在整個(gè)集成電路的建模中非常重要，圖4給出了其宏模型的具體實(shí)現(xiàn)。該乘法器有三個(gè)輸入：電壓誤差放大器的輸出（EAOUT），輸入AC電流（IAC），URMS輸入。其中，IAC端輸入的是電流信號，而它的采樣是功率級的輸入電壓，這可以用一個(gè)6V的電壓源UIAC來進(jìn)行電壓信號/電流信號的轉(zhuǎn)換。注意到輸出端輸出的是電流信號，該乘法器的輸出電流可用下式表示：
IMO=K×IAC(UEAOUT－1)（1）
式中：K為增益調(diào)節(jié)因子，它隨著功率級的輸入電壓URMS之變化而變化，它可以用下式表示：
K=k/U2RMS（2）
式中：k為乘法器增益常數(shù)，其典型值為1V。
圖8開關(guān)管柵級驅(qū)動(dòng)脈沖波形（fS=5kHz）
圖9開關(guān)管柵級驅(qū)動(dòng)脈沖波形（fS=100kHz）
3.3振蕩器模型
鋸齒波發(fā)生器的振蕩頻率和死區(qū)時(shí)間由外圍電路元件RT和CT共同決定，其工作原理在參考文獻(xiàn)[1]中有詳細(xì)的介紹，在此不再重述。圖5給出了鋸齒波發(fā)生器的原理示意圖。
圖5中，參考電壓，UD，RT，F(xiàn)CHARG共同決定了電容的充電電流，而電流源G的加入與否則受X1的控制。當(dāng)X1輸出為6.3V時(shí)，開關(guān)閉合，G為12mA，電容放電；當(dāng)X1輸出為1.1V時(shí)，開關(guān)斷開，G為0mA，電容充電。為了較精確地控制開關(guān)的門限電平，其中采用了數(shù)字輸入輸出器件。
3.4輸出驅(qū)動(dòng)電路
圖6為輸出驅(qū)動(dòng)電路的宏模型，由圖可以很容易分析出其工作的原理。其中，兩個(gè)三極管組成推挽式的輸出驅(qū)動(dòng)。這是在構(gòu)造宏模型時(shí)所做的簡化，輸入信號為該芯片內(nèi)部邏輯輸出，對本電路來說是一個(gè)數(shù)字輸入信號。其輸出驅(qū)動(dòng)信號受到箝位二極管VDCL的箝位，用以對開關(guān)管進(jìn)行保護(hù)。
4仿真應(yīng)用實(shí)例
為了更好地理解和利用以上所構(gòu)建的宏模型，下面以該模型為核心對圖7所示功率因數(shù)校正設(shè)計(jì)電路進(jìn)行仿真。
圖10輸入電壓、電流波形與輸出電壓波形
該P(yáng)FC電路的技術(shù)指標(biāo)如下：
最大輸出功率：200W
輸入電壓：220VAC50Hz
輸出電壓范圍：380～400V
開關(guān)頻率：fs=100kHz
仿真的結(jié)果可總結(jié)為圖8、圖9、圖10及表3。其中圖9所示為穩(wěn)態(tài)情況下電流誤差放大器，鋸齒波發(fā)生器的鋸齒波，功率開關(guān)管的柵級驅(qū)動(dòng)脈沖。由于開關(guān)工作頻率為100kHz所以該圖中只能看到部分波形，如果降低頻率為5kHz則可非常明顯地看出為SPWM波，如圖8所示。
圖10所示為整流后的輸入電壓波形，整流后的輸入電流波形，功率級輸出電壓波形。從該圖中可以看到，輸出電壓還是比較理想的，在保留二倍頻諧波的情況下，基本不含高次諧波。輸入電流的波形在相位上與輸入電壓基本保持同相，波形的畸變也不大。表3對不同工頻電壓情況下的功率因數(shù)作了一個(gè)總結(jié)，可以看出其功率因數(shù)有了較大的改善。
表3不同工頻電壓下的性能
| 輸出電壓 | 輸出功率 | 輸入功率 | 功率因數(shù) | |
|---|---|---|---|---|
| Uin=180Vac | 398V | 200W | 204W | 0.98 |
| Uin=220Vac | 399V | 200W | 205W | 0.99 |
| Uin=260Vac | 400V | 200W | 206W | 0.97 |
總的說來，我們所構(gòu)建的宏模型總體上是可行的,可以在實(shí)際電路設(shè)計(jì)仿真中使用。