隨著半導體材料和工藝的不斷發(fā)展，微波/毫米波功率半導體器件的輸出功率量級越來越大， L 波段功率晶體管的脈沖功率已達千瓦量級; X波段功率砷化鎵場效應管連續(xù)波達到幾十瓦，脈沖功率達到500W。但限于半導體的物理特性，單個固態(tài)器件的輸出功率仍是有限的。采用芯片合成、電路合成及空間合成等功率合成技術(shù)" title="合成技術(shù)">合成技術(shù)將多路固態(tài)器件輸出功率進行同相疊加，是獲得更高輸出功率的有效途徑之一。

　　1968年Josenhans最先提出芯片級功率合成的概念。隨后， 20世紀70年代末期， Rucker先在X波段實現(xiàn)了多芯片的電路功率合成，再將其擴展到40 GHz。1999年， KohjiMatsunag、IkuoMiura和Naotaka lwata用MM IC多芯片合成技術(shù)，通過4個獨立的MM IC設計制作了Ka頻段的功放芯片，在26. 5～28. 5 GHz的頻率范圍內(nèi)獲得了3 W的連續(xù)波輸出功率。

　　本文開展了基于微帶" title="微帶">微帶W ilkinson功分器" title="功分器">功分器的功率合成電路的研究，實現(xiàn)了一種Ku波段的1 W 功率放大器。在衛(wèi)星通信等應用中，所需的功率放大器的功率量級在數(shù)十瓦到數(shù)百瓦之間。顯然，本文這種功率水平的放大器尚不能直接作為衛(wèi)星通信等的功率放大器，但可以作為行波管等大功率放大器的驅(qū)動器而得到廣泛應用。而作為2n 路功率合成的基礎，本文所涉及的功率合成技術(shù)更可以為相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域提供重要的參考價值。

　　1　總體結(jié)構(gòu)與設計目標

　　本文采用的功率合成電路的原理框圖如圖1所示。圖1中的WPD1是作為輸入功率分配器的一個Wilkinson功分器，而WPD2是作為輸出功率合成器的另一個W ilkinson功分器。他們的結(jié)構(gòu)選用了本文首次提出的新型結(jié)構(gòu)，并采用下面所述的同樣的設計方法進行設計。圖1中的SPS是Schiffman正交移相器。圖1中的TGF2508 - SM是美國Triquint公司的Ku波段功率放大器芯片，其1 dB功率壓縮點功率為28 dBm，小信號" title="小信號">小信號增益為25 dB，工作帶寬為12～17 GHz。本文選用該器件作為兩路功率合成的基礎元件。理論上最高合成功率為31 dBm。本文的設計目標是盡可能利用TGF2508 - SM的帶寬，實現(xiàn)盡量寬的頻帶，頻帶內(nèi)合成效率大于70 %。為了這個目的，Wilkinson功分器和Schiffman正交移相器都必須具備與TGF2508 - SM相當?shù)膸?。本文的下屬研究實現(xiàn)了這個目標。

圖1　本文實現(xiàn)的功率合成電路的原理框圖

　　2　Wilkinson功分器的改進

　　圖2大體示出了W ilkinson功分器的改進情況。

　　圖2a是Wilkinson功分器的基本形式，由于兩個輸出端之間需連接一個隔離電阻，而這個電阻的體積很小，因此要求電路中的兩段λ/4傳輸線之間的距離很近，造成相互之間的耦合，從而影響電路的帶寬性質(zhì)。由于基本形式的W ilkinson功分器的這些固有缺點，它在工作高于X頻段的頻率時，帶寬等性能已經(jīng)不能滿足要求。圖2b所示的改進型就是為避免基本型的上述缺點而提出的，但是，同樣由于隔離電阻的原因，其兩個輸出端口之間的距離依然很近，不能避免相互之間的耦合。圖2c所示的電路克服了上述缺點，但由于引入了更長的傳輸線段，因此帶寬性能有所下降。

圖2　WPD結(jié)構(gòu)的演變

　　本文把圖2b所示電路改進為圖3a所示的電路。

　　從而克服了上述基本型和改進型的上述缺點，同時保留了較好的寬帶特性。該電路的微帶布局如圖3b所示。本文用ADS對上述電路進行模擬的結(jié)果示于圖4，結(jié)果表明該電路在12～18 GHz內(nèi)具有良好的3 dB分工器性能，滿足了上面提出的設計目標。

圖3　本文采用的Wilkinson功分器的原理圖及微帶結(jié)構(gòu)

圖4　Wilkinson功分器的ADS協(xié)同仿真結(jié)果

　　3　Schiffman正交移相器

　　本文還實現(xiàn)了功率合成所需的Ku波段正交移相器。本文采用的移相器類型為雙Schiffman正交移相器。雙Schiffman移相器具有比標準Schiffman移相器略小的帶寬，但是對耦合系數(shù)的要求大大降低了。用ADS對雙Schiffman正交移相器進行模擬的結(jié)果示于圖5。由圖5可知，兩個輸出段口之間的相位差在70°～95°之間。把最大相位差代入文獻[ 9 ]中的公式:

　　可以計算得出理論合成效率大于90 % ，滿足了上面提出的設計目標。

圖5　Ku波段雙Schiffman移相器模擬結(jié)果

　　4　電路裝配與測試

　　分別對上述部件進行了模擬設計以后，我們設計制備了以微帶為基礎的功率合成電路。本文的微帶選擇了RTDuriod 6002作為基底。制作好以后的電路板如圖6所示。基底介電常數(shù)2. 94，損耗角正切0. 001 2，板材厚度0. 254 mm ( 10 mil) 。常用的板材除了Rogers公司的RT Duriod 5880， 6002系列外，還有Arlon公司的DiClad、CuClad、AD等系列。

圖6　Ku波段雙路功率合成電路電路板

　　配上屏蔽合，并裝配上具有SMA接頭的微帶-同軸連接器后，獲得了一個Ku波段放大器。我們對該放大器進行了測試。測試時，放大器被安裝在一塊散熱器上，放大器的輸出端接入了一個大功率衰減器，如圖7所示。由Agilent 8510C矢量網(wǎng)絡分析儀測得的放大器的小信號增益如圖8所示，圖中曲線包含連接于輸出端的30 dB衰減器，因此實際增益應為圖中的圖線對應值加上30 dB。由圖8可知，在13～16GHz之間，放大器的增益大于20 dB，且較為平坦。

圖7　被測放大器及測試裝置

圖8　被測放大器小信號增益

　　此外，本文用Agilent E8257D信號源和AgilentE4418B EPM功率計相配合，測量了放大器的飽和功率，結(jié)果示于表1。表中第2行為放大器飽和功率的實測值，第3行的數(shù)據(jù)從單片TGF2508 - SM芯片的廠方Datasheet數(shù)據(jù)中獲取，并減去了輸出接頭的衰減值。第4行的合成效率由第2、3行的數(shù)據(jù)計算而得。

表1　被測放大器飽和功率

　　5　結(jié)論

　　本論文提出并詳細研究了一種新型結(jié)構(gòu)的W il2kinson功分器。在此基礎上，進一步結(jié)合雙Schiff2man正交移相器和MM IC芯片，設計了Ku波段平衡式功率合成電路。本文還完成電路的加工與裝配，獲得了一個Ku波段1 W級功率放大器，在13～16GHz的飽和功率大于1 W，小信號增益大于20 dB，合成效率大于80 %?？傊?，本文實現(xiàn)了一種基于2路功率合成的Ku波段功率放大器。所涉及的相關(guān)技術(shù)在相關(guān)技術(shù)領(lǐng)域具有重要的參考價值，所獲得的器件具有一定的應用前景。