1引言

開關(guān)電源以其效率高，功率密度高而在電源領(lǐng)域中占主導(dǎo)地位，但傳統(tǒng)的開關(guān)電源存在一個(gè)致命的弱點(diǎn)：功率因數(shù)低，一般為0.45～0.75，而且其無功分量基本上為高次諧波，其中三次諧波幅度約為基波幅度的95％，五次諧波幅度約為70％，七次諧波幅度約為45％，九次諧波幅度約為25％。高次諧波的危害很多文獻(xiàn)已有論述，不再贅述。針對高次諧波的危害，從1992年起國際上開始以立法的形式限制高次諧波，傳統(tǒng)的開關(guān)電源形式在限制之列。國外在此以前即開始改善開關(guān)電源功率因數(shù)的工作，主要是功率因數(shù)校正電路和諸多的控制IC（如UC3842～UC3855A系列，KA7524，TDA4814等）。國內(nèi)一些廠家也做了類似的工作，使開關(guān)電源的功率因數(shù)達(dá)0.95～0.99，近似于1。

2提高功率因數(shù)的方法

常規(guī)開關(guān)電源的功率因數(shù)低的根源是整流電路后的濾波電容使輸出電壓平滑，但卻使輸入電流變?yōu)榧饷}沖，如圖1所示，而整流電路后面不加濾波電路，僅為電阻性負(fù)載時(shí)，輸入電流即為正弦波，并且與電源電壓同相位，功率因數(shù)為1。于是功率因數(shù)校正電路的基本思想是將整流器與濾波電容隔開，使整流電路由電容性負(fù)載變?yōu)殡娮栊载?fù)載。在功率因數(shù)校正電路中，其隔離型電路如圖2所示?；驹硪延泻芏辔墨I(xiàn)論述，不再贅述。但這種電路結(jié)構(gòu)不能實(shí)現(xiàn)輸入與輸出的電隔離。為此作者經(jīng)過實(shí)踐，提出單極正弦波輸入電流的與電網(wǎng)隔離型開關(guān)電源，及實(shí)踐中需注意的問題。

圖1常規(guī)開關(guān)電源輸入電壓與輸入電流波形

圖2基本隔離型PFC電路

圖3無輸入濾波電容的反激式變換器

圖4采用控制IC的PFC電路

3功率因數(shù)為1的開關(guān)電源的實(shí)現(xiàn)

文獻(xiàn)[3]指出，功率因數(shù)控制可采用五種控制方式，即：

——恒頻電流連續(xù)型；

——恒關(guān)斷時(shí)間、電流連續(xù)型；

——滯環(huán)控制、電流連續(xù)型；

——臨界電流連續(xù)型；

——恒頻、固定占空比、電流斷續(xù)型。

其中恒頻、固定占空比、電流斷續(xù)型適用于本文提出的方法。

將反激式變換器的輸入濾波電容去掉，電路如圖3所示，則輸入電壓u為：

u=Um|sinωt|（1）

式中：Um為輸入電壓峰值。

如果控制方式采用固定占空比方式，則：ip(t)=Um|sinωt|（2）

式中：ip為變壓器初級電流；

Lp為變壓器初級電感；

ton為開關(guān)管導(dǎo)通時(shí)間。

顯然，式（2）中的ip(t)正比于輸入電壓瞬時(shí)值，即ip(t)的包絡(luò)線和平滑后的波形均為正弦波半波，反映到整流橋前則為正弦電流（需將諧波分量用濾波器濾除），得到了功率因數(shù)為1的結(jié)果。當(dāng)輸入電壓波動(dòng)或負(fù)載發(fā)生變化時(shí)，可調(diào)節(jié)占空比的大?。ㄔ谝粋€(gè)電源周波內(nèi)相對不變），穩(wěn)定輸出電壓。這樣，每個(gè)開關(guān)周期變壓器傳輸?shù)哪芰縀為：E(t)=Lp(t)·η（3）

式中：E(t)為每個(gè)開關(guān)周期變壓器傳輸?shù)哪芰浚?/p>

ipmax為ip的最大值；

η為變壓器效率。

對應(yīng)的輸出功率PO為：PO=2flη(4)

式中：fl為電網(wǎng)頻率；

TS為開關(guān)周期；

ij為第j個(gè)開關(guān)周期中的最大電流值，j從TS到1/（2fl）；而ij則為：ij=（5）

式中：D為占空比。

將式（5）代入式（4），并查參考文獻(xiàn)[1]整理得：Im=(4PO)/(UDmaxη）（6）

式中：Im為工頻半波內(nèi)變壓器初級最大峰值電流。

當(dāng)Dmax取0.4，η取0.8時(shí)，式（6）可簡化為：

Im=(8.83PO)/U（7）

很明顯，式（7）的結(jié)果是常規(guī)反激式開關(guān)電源

Im′=(2PO)/(DUη)（8）的倍，而電感量則是相同的。因此本文提出的功率因數(shù)為1的開關(guān)穩(wěn)壓電源的開關(guān)管，輸出整流二極管和開關(guān)變壓器的額定值均較常規(guī)反激式開關(guān)電源的大。

電路實(shí)現(xiàn)上可采用普通的電壓型控制的IC，如SG3524、SG3525A、TL494、MC34060等，電路簡單廉價(jià)。由于是單端反激式，故只用一路輸出，也可用同一IC控制兩個(gè)變換器并聯(lián)輸出?？刂品绞讲捎贸跫壙刂菩洼^為方便，或省掉輔助電源和驅(qū)動(dòng)變壓器。原理框圖如圖4所示。需注意的是控制電路不能采用電流型的IC。

4變壓器的設(shè)計(jì)本文提出的電路屬恒頻反激式開關(guān)電源，因此其變壓器的設(shè)計(jì)可參考文獻(xiàn)[2]。不同之處在于其中的E變?yōu)閁，因此原Im和Np的公式應(yīng)該為：Im=（9）

Np=（10）

式中：Np為變壓器初級匝數(shù)；

Ae為變壓器有效截面積；

ΔBm為最大磁感應(yīng)強(qiáng)度；

Umin為最低輸入整流的電壓。

5存在的問題及解決方法

本文提出的電路由于將輸入濾波電容取消，故得到高的功率因數(shù)，但由于同時(shí)輸入濾波電容的儲(chǔ)能作用也消失，使交流電壓脈動(dòng)輸入直接影響輸出，使輸出端產(chǎn)生較大的工頻紋波。經(jīng)理論分析與實(shí)際測試表明，即使輸出濾波電容達(dá)2100μF/A，其輸出電壓的工頻紋波也約為1VPP（電壓峰峰值）。這樣的紋波對大多數(shù)負(fù)載是不允許的。欲降低紋波，可采用高容量儲(chǔ)能電解電容器與高頻電解電容器相結(jié)合的方法，但高容量儲(chǔ)能電解電容僅有低額定電壓，而且ESR（串聯(lián)等效電阻）相對較大，僅可用于5V輸出的情況。對于48V輸出的電源，作者認(rèn)為可采用超低壓差線性穩(wěn)壓電路解決。目前作者做的超低壓差線性穩(wěn)壓電路在10A時(shí)的最低輸入輸出壓差僅為0.2V，大電流輸出時(shí)也為同一數(shù)值。這樣在48V輸出時(shí)，即使工頻紋波達(dá)2VPP，則超低壓差線性穩(wěn)壓電路的平均壓差僅1.1V，功耗為1.1W/A，附加損耗約為2％，低于功率因數(shù)校正電路。由于超低壓差穩(wěn)壓方式的調(diào)整管功耗甚小，故可靠性極高。因此，可以說，對整個(gè)電源的可靠性影響極小。超低壓差線性穩(wěn)壓電路見參考文獻(xiàn)[3]。還可以采用輸出端并蓄電池，吸收工頻紋波電壓，如輸配電系統(tǒng)的操作電源，程控交換機(jī)的一次電源。

本文提出的電路存在的第二個(gè)問題是交流側(cè)開關(guān)頻率諧波電流的濾除。本文提出的電路，單機(jī)工作時(shí)開關(guān)頻率的諧波分量很大，需在交流側(cè)附加差模濾波器，同時(shí)輸出電壓尖峰可大大減小。功率合成問題已有文獻(xiàn)敘述，不再贅述。

第三個(gè)問題是控制電路的響應(yīng)速度。無論功率因數(shù)校正電路，還是本文提出的電路，其響應(yīng)速度均應(yīng)很慢，才能保證一個(gè)電源周波內(nèi)電流保持正弦波。因此本文提出的電路中誤差放大器的滯后校正電容很大，并且反饋電路的時(shí)間常數(shù)也很大。為防止輸出過流，短路對電路產(chǎn)生的損害，電路采用了逐周最大電流限制方式。正常時(shí)這部分不起作用，只有過流后才起作用。由于是不正常狀態(tài)，此時(shí)的輸入電流不再是正弦波。