引言

利用分集接收機(jī)構(gòu)建通信系統(tǒng)會(huì)導(dǎo)致較高的器件數(shù)目、功耗、板級(jí)空間占用以及信號(hào)布線。為了降低RF 組件數(shù)量，我們可以使用正交解調(diào)器的直接轉(zhuǎn)換架構(gòu)。I/Q 的不匹配會(huì)使得構(gòu)建高性能接收器較為困難。這種架構(gòu)要求在RF 輸入和占用大量板級(jí)空間的基帶數(shù)字輸出之間安裝一些組件。超外差接收機(jī)只需要一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，而正交解調(diào)器則需要一個(gè)雙通道ADC 來(lái)處理現(xiàn)實(shí)及鏡像模擬。對(duì)于單載波系統(tǒng)而言，這種情況或許是可以接受的，但是分集和直接轉(zhuǎn)換接收機(jī)可以有效地用于多通道系統(tǒng)嗎？這種解決方案能夠有效地適應(yīng)一個(gè)以上或兩個(gè)通道嗎？憑借RF 和ADC 組件全新的集成度，可以創(chuàng)建一個(gè)高效、高性能的多通道直接轉(zhuǎn)換分集接收機(jī)。

為什么選擇分集接收機(jī)？

在通信系統(tǒng)中，設(shè)置接收機(jī)規(guī)范是為了適應(yīng)小接收輸入功率。諸如蜂窩收發(fā)器基站(BTS) 的系統(tǒng)可接收來(lái)自手機(jī)的信號(hào)，而發(fā)射信號(hào)的手機(jī)可能處在一些極大衰減信號(hào)的環(huán)境中，例如：車(chē)庫(kù)、多層建筑或擁擠的市區(qū)。手機(jī)發(fā)射的信號(hào)會(huì)從許多不同反射路徑多次到達(dá)BTS。僅使用一個(gè)天線和接收機(jī)，相同信號(hào)的許多版本便會(huì)出現(xiàn)在接收天線上，每個(gè)版本的信號(hào)都具有不同的相位和幅值。瞬時(shí)相位關(guān)系使得信號(hào)建設(shè)性的或破壞性地增加。例如，移動(dòng)電話中，移動(dòng)發(fā)送器并未非完全固定在某一個(gè)空間位置，因此天線上的累積不斷變化。這種現(xiàn)象被稱為快速衰落，其會(huì)導(dǎo)致信號(hào)的漏接收。

使用分集天線可增加搜索到具有足夠接收強(qiáng)度信號(hào)的機(jī)率，因?yàn)檫@種天線為物理隔離式天線。一根天線可能正受到破壞性的干擾，而其他天線則可能不會(huì)。這就是分集天線。

為了對(duì)信號(hào)進(jìn)行解調(diào)，我們利用解調(diào)信號(hào)要求的最小信噪比(SNR) 構(gòu)建了通信鏈路。分集接收機(jī)考慮到了信號(hào)在最小SNR 以上到達(dá)BTS 的最高概率。要想構(gòu)建一個(gè)分集接收機(jī)，至少需要為每一個(gè)通道多添加一條接收路徑。這可能會(huì)使電子產(chǎn)品和天線的成本翻一倍。但是，如果它擴(kuò)展了BTS 的接收距離并提高了接收質(zhì)量，那么這種成本代價(jià)還是值得的。它可以減少所需基站的數(shù)量，從而降低整個(gè)網(wǎng)絡(luò)的基本建設(shè)成本。

為什么選擇ZIF？

零中頻(ZIF) 接收機(jī)可完成從射頻到基帶的直接轉(zhuǎn)換，您在超外差接收機(jī)上找不到中頻(IF)。其優(yōu)點(diǎn)是最小化的RF 組件數(shù)量、更容易濾波以及更低的采樣速率。使用分集接收機(jī)，所需組件增加了一倍，增加了組件成本、板級(jí)空間以及功耗。ZIF 接收機(jī)所需組件更少，降低了功耗，節(jié)省了RF 部分的板級(jí)空間。

為什么選擇集成正交接收機(jī)？

拋開(kāi)一些獨(dú)立組件來(lái)構(gòu)建ZIF 接收機(jī)較為困難，并且會(huì)占用相當(dāng)多的板級(jí)空間。信號(hào)被轉(zhuǎn)換為正交后，在混頻器輸出和雙通道ADC 輸入之間有兩條基帶模擬路徑，包括分立增益放大器和濾波器。沿現(xiàn)實(shí)及鏡像信號(hào)路徑分布的組件之間增益和相位的不匹配會(huì)形成帶內(nèi)噪聲，因?yàn)槔硐霃?fù)雜運(yùn)算中去除的一些鏡像現(xiàn)在又如相關(guān)信號(hào)一樣出現(xiàn)在相同位置上。帶內(nèi)低級(jí)鏡像降低了帶內(nèi)SNR 和誤差矢量幅度(EVM)，從而帶來(lái)通信通道的高誤碼率(BER)。

但是，高度集成的ZIF 接收機(jī)（例如：TI 推出的TRF3710）可以最小化路徑不匹配問(wèn)題。I 和Q 模擬路徑現(xiàn)在均位于同一顆芯片上。這些路徑會(huì)得到非常好的匹配，因?yàn)樗鼈冎g幾乎不存在工藝、溫度或電壓差異。該器件包含了一個(gè)復(fù)雜的混頻器、一個(gè)24dB 可編程增益放大器(PGA)、一個(gè)可編程八階低通抗混淆ADC 輸入濾波器，以及一個(gè)直接連至雙通道ADC 的驅(qū)動(dòng)放大器。此外，它還包含了一個(gè)DC 偏移校正模塊，對(duì)于最小化模擬輸出的DC 偏移分量極為有用。集成所有這些必需功能后，對(duì)于用戶而言，ZIF 架構(gòu)變得簡(jiǎn)單。I 和Q 路徑得到了匹配，同時(shí)保持了較好的EVM。通過(guò)將信號(hào)鏈的大部分集成到一個(gè)小封裝中，便可以在不犧牲板級(jí)空間或性能的情況下使用分集接收路徑。

圖1 雙通道分集ZIF 接收機(jī)

為什么選擇八通道ADC？

就使用分集的雙通道ZIF 接收機(jī)而言，需要使用八個(gè)ADC（請(qǐng)參見(jiàn)圖1）。如果使用了四個(gè)12 位雙通道ADC，每條通道都有并行數(shù)據(jù)輸出，且差不多會(huì)有100 條數(shù)據(jù)線路需要布線并被連接至現(xiàn)場(chǎng)可編程門(mén)陣列(FPGA)。此外，還需要為ADC 安排四個(gè)時(shí)鐘。單是從封裝角度來(lái)說(shuō)，四個(gè)9x9mm、12 位雙通道ADC 就要占用320mm^2 以上的板級(jí)空間。另外，約100 條數(shù)據(jù)線路的布線輕易就會(huì)使所需板級(jí)空間增加一倍，同時(shí)在FPGA 上也要求相同數(shù)量的數(shù)據(jù)輸入。很明顯，推薦使用一個(gè)八通道ADC，那么采用單個(gè)封裝的八個(gè)ADC 的功耗和數(shù)據(jù)線路又如何呢？

為什么選擇串行八通道ADC？

利用TI 的新型ADC（ADS5282），許多這些問(wèn)題便可迎刃而解。在每個(gè)通道75mW、9x9mm 封裝中，低功耗選項(xiàng)僅占用81mm^2，也即四個(gè)雙通道ADC 板級(jí)空間的四分之一。更為重要的是，利用串行LVDS 數(shù)據(jù)接口后，每個(gè)ADC 通道只需一個(gè)LVDS 對(duì)。增加一個(gè)LVDS 幀和位時(shí)鐘并利用20 條物理線路（10 個(gè)LVDS 對(duì)）便可以在FPGA 中對(duì)八個(gè)ADC 的數(shù)據(jù)進(jìn)行處理，并占用最少的板級(jí)空間。

1/f 噪聲出現(xiàn)在基帶上，其常見(jiàn)于針對(duì)CMOS 低功耗而設(shè)計(jì)的ADC 中。這就限制了基帶上（即ZIF 架構(gòu)要使用ADC 的地方）的有效SNR。ADC 具有一個(gè)抑制基帶1/f 噪聲的可選模式（請(qǐng)參見(jiàn)圖2）。

圖2 請(qǐng)注意，一旦該模式被激活, 1/f 噪聲（基帶附近）便被轉(zhuǎn)換為奈奎斯特，

并且兩種情況下均可看到0-1MHz 的SNR

根據(jù)奈奎斯特(32.5MHz) 測(cè)得65MSPS 下ADS5282 的SNR 為70.4dBFS。如果假設(shè)噪聲底限較奈奎斯特扁平，那么0-1MHz 頻帶中的噪聲功率則為85.5dBFS，這主要是由于15.1dB 的處理增益：10log10 (32.5M/1M)。利用能夠過(guò)濾高達(dá)1MHz 的信號(hào)和噪聲的理想濾波器，85.5dBFS 就為數(shù)字濾波器輸出的預(yù)期SNR。但是，1MHz 頻帶中測(cè)得的SNR 為81.9dBFS，因?yàn)榛鶐洗嬖?/f 噪聲。一旦噪聲抑制模式被激活，該頻帶中測(cè)得的SNR 便提高到86.1dBFS。1MHz 帶寬中測(cè)量值（86.1dBFS）超出預(yù)期值（70.4+15.1=85.5dBFS）的這一事實(shí)具有誤導(dǎo)性，因?yàn)樗怯梢粋€(gè)標(biāo)準(zhǔn)奈奎斯特SNR（70.4dBFS）計(jì)算得到的，而該奈奎斯特SNR 包括了高階諧波（第九階以上），其被當(dāng)作了噪聲。這表明，真正的奈奎斯特SNR（所有諧波除外）實(shí)際上高于0.6dB，或?yàn)?1dBFS。

該ADC 還在每條通道內(nèi)提供了兩倍抽取功能，以消除移頻1/f 噪聲（仍然出現(xiàn)在Fclk/2 附近），通過(guò)處理增益改善帶內(nèi)SNR，并且降低高速串行LVDS 數(shù)據(jù)速率。所用數(shù)字濾波器保持少量的抽頭，以達(dá)到節(jié)能的目的。這樣，使用抽取濾波器時(shí)處理增益為~2dB。通過(guò)使用抽取功能來(lái)降低LVDS 速率后，可考慮使用更低成本的FPGA 選項(xiàng)，同時(shí)在ADC 和FPGA 之間擁有更為輕松的時(shí)間預(yù)算。

總結(jié)

滿足蜂窩網(wǎng)絡(luò)規(guī)范要求的BTS 并不是一項(xiàng)全新的成果。大多數(shù)新型BTS 設(shè)計(jì)的主要目標(biāo)都是想通過(guò)降低BTS 構(gòu)建成本或減少BTS 構(gòu)建數(shù)量來(lái)降低運(yùn)營(yíng)商的成本。其中，射頻成本只是構(gòu)建蜂窩基站總成本的一部分，因此如果它們可減少構(gòu)建基站的數(shù)量，那么就應(yīng)該對(duì)射頻接收機(jī)設(shè)計(jì)進(jìn)行改進(jìn)。通過(guò)構(gòu)建更為靈敏的射頻設(shè)備，覆蓋相同區(qū)域所需的基站數(shù)量更少。運(yùn)用具有高度集成的ZIF 接收機(jī)和一個(gè)八通道ADC 的分集接收機(jī)使可實(shí)現(xiàn)一個(gè)更少空間占用、更低成本和更少組件數(shù)量的高性能系統(tǒng)。

參考文獻(xiàn)：

1. ADS5282 的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)http://focus.ti.com.cn/cn/docs/prod/folders/print/ads5282.html
2. TRF3710 的產(chǎn)品說(shuō)明書(shū)http://focus.ti.com.cn/cn/docs/prod/folders/print/trf3710.html
3. TI放大器和數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器選擇指導(dǎo)手冊(cè)http://focus.ti.com.cn/cn/lit/ml/slyb115c/slyb115c.pdf
4. 實(shí)用應(yīng)用手冊(cè)——高速數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換

http://focus.ti.com/lit/an/sbaa045/sbaa045.pdf

5. TI模數(shù)數(shù)字轉(zhuǎn)換器  http://focus.ti.com.cn/cn/paramsearch/docs/parametricsearch.tsp?family=analog&f amilyId=390&uiTemplateId=NODE_STRY_PGE_T