摘 要： 采用Altera公司推出的Cyclone系列FPGA，根據(jù)反電勢過零檢測算法，利用硬件模塊化的設(shè)計方式，實現(xiàn)了面向電動車的新型無位置傳感器無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)設(shè)計。試驗表明，系統(tǒng)調(diào)速范圍寬，可平穩(wěn)啟動，對由干擾造成的檢測誤差信號具有較強(qiáng)的容錯性，適用于電動車的電機(jī)驅(qū)動系統(tǒng)。
關(guān)鍵詞： 無刷直流電機(jī)；反電勢過零檢測；FPGA
隨著環(huán)境污染和能源危機(jī)的雙重壓力加大，人們對電動車的需求逐步提高。電動車通常包含四大部分：控制系統(tǒng)、電機(jī)及其驅(qū)動系統(tǒng)、電池和車體。其中，電機(jī)及其驅(qū)動系統(tǒng)直接決定了電動車的整體特性。相比其他電機(jī)，無刷直流電機(jī)憑借在能量密度、效率等方面的明顯優(yōu)勢，逐漸成為電動車領(lǐng)域的主要選擇。而無位置傳感器的無刷直流電機(jī)，更是避免了位置傳感器的安裝，簡化了結(jié)構(gòu)，節(jié)約了成本，提高了電機(jī)的可靠性。所以，無位置傳感器技術(shù)逐漸成為電動車電機(jī)驅(qū)動領(lǐng)域中的研究熱點。
反電動勢過零檢測法是當(dāng)前最成熟、應(yīng)用最廣泛的一種轉(zhuǎn)子位置信號檢測方法。但其有一些不可避免的缺點，如低速換相不準(zhǔn)確、無法自啟動等。為了克服這些缺點，本文提出了一種新型的無位置傳感器無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)。它利用FPGA作為主控芯片，對反電勢過零檢測算法進(jìn)行改進(jìn)，完成在全速范圍內(nèi)對逆變器換相時刻的準(zhǔn)確計算；同時還集成了電壓、電流雙閉環(huán)調(diào)節(jié)器和PWM調(diào)制器，實現(xiàn)對控制對象轉(zhuǎn)速的精密調(diào)節(jié)?？傊?，系統(tǒng)具有集成度高、調(diào)速精度好的特點，不存在程序跑飛和死機(jī)的問題，滿足了電動車對電機(jī)控制器穩(wěn)定運行的要求。
1 系統(tǒng)工作原理
系統(tǒng)功能結(jié)構(gòu)框圖如圖1所示。其中，反電勢過零檢測電路能夠借助反電勢計算模型，估測出轉(zhuǎn)子位置信號，從而控制逆變器換相，使得供電頻率與轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)速同步。轉(zhuǎn)速調(diào)節(jié)器和電流調(diào)節(jié)器組成了轉(zhuǎn)速、電流雙環(huán)控制器，調(diào)整逆變器輸出電壓的占空比，從而改變加在無刷直流電機(jī)定子上的電壓，使得電機(jī)以最優(yōu)的軌跡無靜差地跟隨轉(zhuǎn)速給定。
1.1 反電勢過零檢測算法
直流無刷電機(jī)啟動后，轉(zhuǎn)子磁極產(chǎn)生的磁通切割定子繞組產(chǎn)生反電勢E，其大小正比于電機(jī)的轉(zhuǎn)速及氣隙磁場B。而當(dāng)轉(zhuǎn)子極性改變時，反電勢波形的正負(fù)也相應(yīng)改變。所以只要測出反電勢波形的過零點，就可以確定轉(zhuǎn)子的精確位置，并以此控制電機(jī)的換相。電機(jī)反電勢與開關(guān)管工作順序圖如圖2所示。
反電勢本身不能直接測出，但反電勢與電壓有關(guān)，通過檢測電壓可計算出反電勢。例如，對直流無刷電機(jī)采用三相六狀態(tài)120°導(dǎo)通方式，在任一時刻，導(dǎo)通的兩相繞組中電流大小相等、方向相反，非導(dǎo)通相電流為0，這時可以證明有：
其中，Ex和Ux為非導(dǎo)通相的反電勢和繞組端點對地電壓，Ua、Ub、Uc分別為A、B、C三相繞組端點對地的電壓。求出Ex后就可以方便地判斷出其過零點，延遲30°相位角，就可得到最佳換相時刻。
反電勢過零檢測算法的一個不足之處在于，當(dāng)電機(jī)靜止或轉(zhuǎn)速較低時，系統(tǒng)無法檢測到反電勢。因此，電機(jī)的啟動必須引入一個開環(huán)的升壓升頻模塊來產(chǎn)生平緩的換相頻率和加速電壓。但是，對于不同的系統(tǒng)和負(fù)載，這種工作模式無論如何都存在壓頻特性過發(fā)生或欠發(fā)生的可能，使系統(tǒng)偏離最佳換相邏輯。所以，還要在轉(zhuǎn)速達(dá)到一定值后，引入壓頻特性補(bǔ)償環(huán)節(jié)，使得反饋回來的換相頻率與輸出的換相頻率能夠保持同步，從而以最佳的換相邏輯向閉環(huán)工作模式切換。
1.2 改進(jìn)的FIPS移相算法
傳統(tǒng)的數(shù)字移相器都是采用查表法來實現(xiàn)的，但這種方法存在資源浪費、制表復(fù)雜等不足，不適用于通用的移相器設(shè)計。為了簡化系統(tǒng)的硬件結(jié)構(gòu)，本設(shè)計對由臺灣的Ying-Yu Tzou教授提出的FIPS(頻率無關(guān)移相)算法加以改進(jìn)，得到了一個可滯后任意相位角的數(shù)字移相器。
改進(jìn)的FIPS移相算法結(jié)構(gòu)框圖如圖3所示。當(dāng)輸入信號X(t)為1時，計數(shù)器1開始計數(shù)，計數(shù)器2保持不變；反之，當(dāng)輸入信號X(t)為0時，計數(shù)器1保持不變，計數(shù)器2開始計數(shù)。兩個計數(shù)器經(jīng)過限幅后的輸出結(jié)果分別用P(t)和N(t)表示。把計數(shù)結(jié)果送入2個比較器中。當(dāng)計數(shù)器2的結(jié)果N(t)與計數(shù)器1的結(jié)果P(t)能夠滿足式N(t)=γP(t)的關(guān)系時，輸出信號Y翻轉(zhuǎn)一次，N(t)復(fù)位；同理，當(dāng)P(t)=γN(t)時，輸出信號Y也同樣翻轉(zhuǎn)一次，P(t)復(fù)位。
方案的具體工作波形如圖4所示。從圖中可以發(fā)現(xiàn)，輸出信號Y(t)相比于輸入信號X(t)滯后了T/2γ的時間。因此，通過改變常數(shù)γ就可以任意設(shè)定移相角度。
2 具體實現(xiàn)
圖5顯示了本設(shè)計所構(gòu)造的驅(qū)動系統(tǒng)的整體硬件結(jié)構(gòu)框圖。系統(tǒng)由FPGA主控芯片、三相橋逆變器、電壓及電流檢測電路和串行接口電路等組成。其中，直流主電源經(jīng)過兩個大電容的濾波后，再經(jīng)過三相橋逆變器得到頻率、幅值可調(diào)的交流電壓，給直流無刷電機(jī)供電。電壓及電流檢測電路提取電機(jī)的三相端電壓和母線電流，并對其進(jìn)行分壓、隔離、濾波等綜合處理，再送入A/D轉(zhuǎn)換器，輸入給FPGA主控芯片作為控制算法的依據(jù)。串行接口模塊接受上位機(jī)的指令，完成設(shè)定系統(tǒng)運行參數(shù)和變量的功能。
系統(tǒng)的控制規(guī)律依靠FPGA中的邏輯電路實現(xiàn)，所有的外圍硬件設(shè)備也必須由FPGA主控芯片實施管理。FPGA主控芯片的邏輯電路主要包括A/D轉(zhuǎn)換器接口模塊、反電勢過零檢測模塊、轉(zhuǎn)速和電流控制模塊、PWM換相模塊以及串行接口模塊等。
2.1 A/D模數(shù)轉(zhuǎn)換接口模塊
由于系統(tǒng)的控制策略全部通過數(shù)字電路實現(xiàn)，因此，需要有一個A/D模數(shù)轉(zhuǎn)換電路將反饋的模擬電壓、電流信號轉(zhuǎn)換成數(shù)字信號。為了降低系統(tǒng)的閉環(huán)滯后時間并減少所需的IO端口，系統(tǒng)選用高速、四通道的模數(shù)轉(zhuǎn)換芯片AD7934完成循環(huán)采樣電機(jī)三相端電壓和母線電流的任務(wù)。A/D轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換四路頻率為20 kHz的模擬信號，與功率器件的開關(guān)頻率同步。
2.2 反電勢過零檢測模塊
反電勢過零檢測模塊的硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖6所示。其中，電機(jī)的非導(dǎo)通相端電壓Ux由MUX電路根據(jù)當(dāng)前的換相控制信號Capt[2..0]選出，與中點電壓估算電路計算出虛擬中點電壓Un相減，得到非導(dǎo)通相反電勢。利用過零檢測模塊計算出非導(dǎo)通相反電勢過零信號，經(jīng)過FIPS移相邏輯獲得滯后過零信號相位角的換相信號，最終生成換相控制信號Capt[2..0]。為了避免換相過程中由端電壓劇烈變化所造成的過零信號誤檢測，模塊還設(shè)計了一個延遲電路，使得在換相后的一段時間里停止估算反電勢。此外，當(dāng)電機(jī)啟動時，開環(huán)啟動電路將控制換相邏輯輸出換相信號。它能夠使得電機(jī)按照預(yù)先存儲在ROM中的升壓升頻特性曲線開環(huán)升壓升速，并且當(dāng)實測的換相信號與開環(huán)給定的換相信號誤差低于設(shè)定值時，控制系統(tǒng)向反電勢過零檢測方式切換。
2.3 轉(zhuǎn)速和電流調(diào)節(jié)模塊
轉(zhuǎn)速和電流調(diào)節(jié)器都是基于PI控制算法實現(xiàn)的，PI控制器的結(jié)構(gòu)框圖如圖7所示。誤差信號由減法器根據(jù)鎖存器鎖存的輸入數(shù)據(jù)計算出，經(jīng)過偏差寄存邏輯得到當(dāng)前偏差值和累計偏差值，分別與Kp乘法器和Ki乘法器進(jìn)行乘法運算，將運算的結(jié)果進(jìn)行累加處理，從而得到比例積分控制的結(jié)果。其中，Kp乘法器和Ki乘法器都是基于IP核的硬件乘法器。此外，為了能夠合理利用芯片的內(nèi)部資源，模塊還采用了有限狀態(tài)轉(zhuǎn)換機(jī)（FSM）來實現(xiàn)時序控制策略，使得模塊中的各個單元有機(jī)地結(jié)合起來。
2.4 PWM換相模塊
PWM換相模塊的硬件結(jié)構(gòu)框圖如圖8所示。它主要由鋸齒載波發(fā)生電路、比較電路和換相控制電路三部分組成。其中，鋸齒載波發(fā)生電路由一個計數(shù)器實現(xiàn)，計數(shù)結(jié)果與給定的占空比信號一起送入比較電路中，當(dāng)它們相等時，PWM信號由高到低翻轉(zhuǎn)，并在載波周期結(jié)束時復(fù)位成高電平。換相查找邏輯控制六路輸出信號按照120°導(dǎo)通方式變化，即在任意時刻，僅有2個開關(guān)管導(dǎo)通。此外，為了減少開關(guān)損耗，模塊只對上橋臂驅(qū)動信號進(jìn)行PWM調(diào)制。
2.5 串行接口
為了提高驅(qū)動器的開放性和通用性，在系統(tǒng)設(shè)計中還加入了一個串行接口模塊來完成與其他的外部器件的通信。這種方案使得系統(tǒng)能夠在線調(diào)整PI參數(shù)、設(shè)定轉(zhuǎn)速等，而且通過混合一個常用的低成本微處理器就可以實現(xiàn)一個高性能的伺服系統(tǒng)。
3 系統(tǒng)測試結(jié)果
本系統(tǒng)采用一個額定電壓48 V、額定轉(zhuǎn)速3500 r/min的六極對數(shù)無刷直流電機(jī)作為測試電機(jī)，進(jìn)行空載實驗。
圖9為換相信號與濾波后的端電壓關(guān)系圖。從圖中可以看出，生成的方波換相信號頻率是端電壓頻率的3倍，即當(dāng)電機(jī)旋轉(zhuǎn)一周時，換相信號變化6次，并且每次都滿足最佳換相的要求。另外，通過利用前面提出的FIPS移相技術(shù)，系統(tǒng)避免了由于端電壓尖峰干擾造成的影響，使得換相控制的可靠性得到大幅提高。圖10為逆變器實際輸出的三相端電壓波形圖。改變控制信號的占空比即可改變逆變器輸出端電壓的有效值，進(jìn)而可以調(diào)節(jié)電機(jī)的轉(zhuǎn)速和換相信號的頻率。
通過實驗測試，本調(diào)速系統(tǒng)達(dá)到了預(yù)期的控制指標(biāo)，可以實現(xiàn)無位置傳感器無刷直流電機(jī)的可靠運行，調(diào)速范圍達(dá)到了150 r/min～3500 r/min，且能夠平穩(wěn)啟動，非常適于電動車中的電機(jī)控制系統(tǒng)。
本文根據(jù)反電勢過零檢測算法，開發(fā)出了基于FPGA硬件資源的面向電動車的無位置傳感器無刷直流電機(jī)控制系統(tǒng)。它通過利用憑借硬件實現(xiàn)的反電勢過零檢測器和FIPS移相器，大幅提高了在低速范圍內(nèi)的換相準(zhǔn)確性，并克服了系統(tǒng)中可能的尖峰干擾的影響，從而保證了換相信號的可靠性和穩(wěn)定性。此外，本系統(tǒng)還具有電路結(jié)構(gòu)簡單、開發(fā)周期短、結(jié)構(gòu)緊湊的特點，能夠針對電動車應(yīng)用中的問題提供良好的解決方案。
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