摘 要： 提出一個共源共柵結構的超寬帶低噪聲放大器。該電路基于臺積電0.18 μm CMOS工藝，工作在3 GHz～5 GHz頻率下，用來實現超寬帶無線電。仿真結果表明，該低噪聲放大器有最大13.6 dB的增益。整個頻段噪聲系數小于1.9 dB。輸入和輸出反射損耗都小于-11 dB。一階壓縮點在-15 dBm左右。功耗為18.7 mW。
關鍵詞： 超寬帶；低噪聲放大器；共源共柵；輸入匹配
超寬帶（UWB）技術是面向無線個人局域網應用的新技術。它比窄帶無線系統有著高數據傳輸率、低成本、低功耗的優(yōu)勢。美國聯邦通信委員會已認可該技術，但是由于種種技術上的原因，UWB標準還沒有準確定義。目前UWB初定標準主要存在DS-UWB和 MB-OFDM[3]兩種結構。在DS-UWB結構中，頻段被分為兩部分，高頻部分為6.2 GHz～9.6 GHz，低頻部分為3.1 GHz～4.9 GHz。在MB-OFDM結構中，頻段主要被定義三部分，A段為3.1 GHz～4.9 GHz，C段為6 GHz～8.1 GHz，D段為8.1 GHz～10.6 GHz。其中3.1 GHz～4.9 GHz是一個很重要的頻段。
在無線接收機中，位于接收機前段的低噪聲放大器（LNA）是很重要的模塊。LNA的輸入阻抗應該與源阻抗匹配以避免信號反射，通常為50 Ω。在有大信號輸入的情況下，還要有一定的線性度?，F有的超寬帶低噪聲放大器普遍存在著噪聲系數比較大、芯片面積大等不足之處，有待于進一步改進。帶寬越寬，設計難度就越大。
本文提出的CMOS 超寬帶低噪聲放大器，采用巴特沃斯濾波器作為輸入匹配，同時采用源極跟隨器作為輸出匹配，用兩個臺積電0.18 μm工藝的MOS管組成共源共柵結構作為中間連接和放大部分。
1 輸入匹配
1.1 常用的電路結構
綜合各資料分析，超寬帶低噪聲放大器采用分布式結構、電阻并聯反饋式結構、帶通濾波器以及開關切換四種實現方式。分布式結構采用的原理是“延時換帶寬”，每條放大電路提供一定增益，輸出節(jié)點按統一相位延時正向相加，這樣每條放大電路只提供一定增益，最后相加增益仍很可觀。所以每條放大電路可以用很簡單的放大電路及小尺寸的MOS管來實現，其輸入輸出節(jié)點寄生電容比較小，就可以實現超寬帶輸入匹配。但是這種電路最大缺陷是功耗和面積較大。因為每條放大電路都要消耗一部分功率，這對于現代無線手持設備很難接受。電阻反饋式LNA，它根據反饋原理可以在一寬頻帶范圍內實現輸入輸出阻抗匹配。但是反饋電阻本身就是一個噪聲源，同時反饋途徑還提供了輸出信號的正向饋通，降低了反向隔離系數。開關切換方式放大器主要把總的帶寬分為幾個頻率段，在電路的輸入或輸出匹配段加幾個開關，每切換一個開關，就改變了輸入或輸出阻抗匹配，在每種匹配情況下，只對應其中一個頻率段，這樣不斷切換，就滿足所有頻段的要求。這種方式電路簡單、原理易懂，但是在芯片內部實現幾個非常靈活的開關是很困難的，而且不同頻段的電路，其噪聲起伏往往比較大。
用帶通濾波器實現阻抗匹配是現階段超寬帶LNA的常用方式[1]。它可以在一個很寬的頻段內滿足匹配要求，同時不會對噪聲和線性度產生大的影響。其缺陷在于現在的RFIC制造工藝無法提供高品質的電感和電容，影響了其設計精度。切比雪夫濾波器和巴特沃斯濾波器都可用于電路的輸入匹配，這兩方面的電路結構在IEEE論文集里都有介紹。
1.2 巴特沃斯濾波器輸入匹配
本文采用了巴特沃斯濾波器。巴特沃斯濾波器在通帶內比較平坦，所以叫最大平滑濾波器。采用帶通濾波器輸入匹配的同時，一般采用MOS管源極電感負反饋模型。這樣做的目的是通過精確計算MOS管的柵寬，來確定其柵源電容Cgs，這樣Cgs與Lg，C1和L1就組成一個二階巴特沃斯濾波器。而確定Ls就可滿足阻抗匹配要求，如圖1。
圖1中MOSFET管是CMOS管，圖2為圖1的小信號模型。
1.3 濾波器設計
因為運行頻率在3 GHz～5 GHz之間，所以確定濾波器中心頻率在3.8 GHz左右，因為是根據
來確定，-3 dB帶寬大概為3.8 GHz，如圖3所示。根據該種濾波器傳輸特性，為使濾波器在3 GHz～5 GHz傳輸損耗最小，定C1為1 pF，L1為1.5 nH，Lg為2.3 nH，Cgs為0.6 pF。
2 電路主結構
電路主結構采用了共源共柵和源極跟隨器結構，分別作電路的主體放大部分和輸出匹配，見圖4。這部分的設計難點是要設計兩個MOS管的柵寬，這一步是根據經驗公式[1]計算得來的。整個共源共柵電路（不考慮共柵管噪聲）最小噪聲系數為：
Esat表示溝道飽和電場。根據式(1)～式(4)綜合分析共源管的柵寬最優(yōu)值，得出最佳噪聲條件下的共源管柵寬值。
源極跟隨器能在較寬頻帶內提供相對恒定的阻抗輸出，容易實現阻抗匹配，該結構常用在各種LNA的輸出匹配中[2]。由于輸出級功耗小，管子尺寸比較小。本文選擇M3管柵寬為30μm。不過相對于共源放大器或者共源共柵結構[2]，源極跟隨器的增益比較小，這需要仔細設置偏置電流與柵寬。
輸出負載R1與L4的值分別為50 Ω和4.5 nH。輸出負載的設計主要考慮增益和與輸出點的寄生電容諧振問題。仿真分析表明，電阻越大，增益會減低，但增益平坦度會比較好；相反如果電阻較小，增益會高一點，但平坦度會變差，這需要折中考慮。在實際電路中，元件參數取值與理論分析結果基本一致，但有些元件參數需要用軟件進行實際優(yōu)化。圖4中的C4為1.0 pF，L5為1.5 nH，Lg為2.3 nH，Ls為0.8 nH，Cp為100 fF。M1柵寬為200μm，M2柵寬為300μm。隔直電容C5和C2都為20 pF，L3為3.5 nH。另外輸出偏置電流設為5 mA。
從圖4得知，在共源MOS管的柵源端，加了電容Cp。加這個電容的目的，是為平衡輸入匹配和噪聲優(yōu)化的矛盾，同時減少Lg的電感值。因為在前面計算中已得出Cgs值，但根據以下公式[1]：
由于柵寬與溝道寬度都已確定，從公式(5)得出Cgs值大概為0.2 pF，這個值與前面的輸入匹配值相差較大。為解決這個矛盾，就先計算好噪聲優(yōu)化柵寬，這個柵寬下的Cgs往往比最佳輸入匹配柵寬下的Cgs小，這個差值就通過在柵源之間加電容Cp來彌補，Cp值是根據軟件仿真結果與計算值優(yōu)化確定的。另外在共源管與共柵管之間加了隔直電容與電感，主要是為了優(yōu)化噪聲，加了電感以盡可能消除兩個管子之間的寄生電容，從而減小噪聲系數。
3 仿真結果
仿真用ADS2008軟件，MOS管是BSIM3模型。結果表明，電路放大帶寬3 GHz～5 GHz，功率增益為13.6 dB～11.2 dB，帶內增益波動為2.4 dB左右，如圖5。帶內噪聲系數為1.2 dB～1.9 dB，一階交調點在-15 dBm附近，見圖6。大于通常的-25 dBm的最低標準。在全頻段，輸入反射損耗與輸出反射損耗均小于-11 dB，表明輸出輸入匹配良好，分別如圖7、圖8。在1.5 V電壓下，功率消耗為18.7 mW。噪聲系數曲線如圖9。
本文綜合了常用的寬帶匹配網絡理論和共源共柵電路結構，設計的超寬帶低噪聲放大器，工作在超寬帶協議規(guī)定的第一頻段。本文對超寬帶放大、增益、噪聲系數、線性度、輸入輸出反射損耗等多方面的要求進行了仔細推導，考慮了這些要求的相互制約，最后設計出各方面性能最優(yōu)化的電路。仿真結果表明該電路具有噪聲系數低、增益大等優(yōu)點，符合設計要求。
參考文獻
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[2] 曹克，汪蕙.低電壓低功耗CMOS射頻低噪聲放大器設計，2006，6.
[3] HUANG Zhe Yang.A 1 V～2.39 mW capacitor coupling resonated low noise amplifier for 3～5 GHz ultra-wideband system.SoC conference，2007 IEEE international，2007(9)：26-29.
[4] VAN Langevelde R，KLAASSEN F M.Accurate drain conductmce modeling for distortion analysis in MOSFETs.Tn：
Proceedings of TEEE TEDM 1997.313316.
[5] 余志平，周潤德.CMOS射頻集成電路設計.北京：電子工業(yè)出版社，2006，11.