引言

    同SEPIC DC/DC 轉換器拓撲結構類似，ZETA 轉換器拓撲通過一個在輸出電壓上下范圍變化的輸入電壓提供正輸出電壓。ZETA 轉換器也需要兩個電感和一個串聯(lián)電容器（有時稱飛跨電容）。SEPIC 轉換器使用一個標準升壓轉換器進行配置，ZETA 轉換器則不同，它通過一個驅動高端PMOS FET 的降壓轉換器進行配置。ZETA 轉換器是對不穩(wěn)定輸入電源進行調節(jié)的另一種方法，它就像一個低成本墻式電源。我們可以使用一個耦合電感來最小化電路板空間。本文將介紹如何設計一個運行在連續(xù)導電模式(CCM) 下帶耦合電感的ZETA 轉換器。

基本工作原理

    圖1 顯示了ZETA 轉換器的簡單電路圖，其由一個輸入電容C_IN、一個輸出電容C_OUT、耦合電感L1a 和L1b、一個AC 耦合電容C_C、一個功率PMOS FET 即Q1，以及一個二極管D1 組成。圖2 顯示了Q1 為開啟狀態(tài)和Q1 為關閉狀態(tài)時，在CCM 下運行的轉換器。

圖1ZETA 轉換器的簡單電路圖

   若想要知道各個電路節(jié)點的電壓，在兩個開關都為關閉狀態(tài)且無開關操作時對DC 條件下的電路進行分析很重要。電容C_C與C_OUT 并聯(lián)，因此在穩(wěn)態(tài)CCM 期間C_C 被充電至輸出電壓V_OUT。圖2 顯示了CCM 運行期間L1a 和L1b 的電壓。

圖2CCM 運行期間的ZETA 轉換器

    Q1 關閉時，L1b 的電壓必須為V_OUT，因為其與C_OUT 并聯(lián)。由于C_OUT 被充電至V_OUT，因此Q1 關閉時Q1 的電壓為V_IN + V_OUT；這樣一來，L1a 的電壓便為相對于Q1 漏極的–V_OUT。Q1 開啟時，充電至V_OUT 的電容C_C 與L1b 串聯(lián)；因此L1b 的電壓為+V_IN，而二極管D1 的電壓則為V_IN + V_OUT。

    圖3 顯示了通過各種電路組件的電流。Q1 開啟時，輸入電源的能量被存儲在L1a、L1b 和C_C 中。L1b 還提供I_OUT。Q1 關閉時，C_C 持續(xù)為L1a 提供電流，而L1b 再次提供I_OUT。

圖3 CCM 期間ZETA 轉換器的分量電流

占空比

假設100% 效率占空比D，用于CCM 運行的ZETA 轉換器，其為：

它還可以被重寫為：

Dmax 出現(xiàn)在V_IN(min)，而Dmin 出現(xiàn)在V_IN(max)。

選擇無源組件

設計任何PWM 開關調節(jié)器的首要步驟之一便是決定允許多少電感紋波電流ΔI_L(PP)。過多會增加EMI，而過少又會導致不穩(wěn)定的PWM 運行。一般原則是給K 分配一個介于0.2 和0.4 平均輸入電流之間的值。理想紋波電流的計算如下：

    在理想緊密型耦合電感中，每個電感的單芯上都有相同的繞組數(shù)，這時耦合迫使紋波電流在兩個耦合電感之間等分。在現(xiàn)實耦合電感中，電感并沒有相等的電感，并且紋波電流也不會完全相等。無論如何，在理想紋波電流值的情況下，如果存在兩個單獨的電感，則我們將耦合電感中要求的電感估算為實際需要的一半，如方程式4 所示：

    為了能夠承受負載瞬態(tài)，在高端電感中，耦合電感的飽和電流額定值需至少為穩(wěn)態(tài)峰值電流的1.2 倍，其計算方法如方程式5 所示：

請注意，I_L1b(PK) = I_OUT +ΔI_L/2，其小于I_L1a(PK)。

    與降壓轉換器一樣，ZETA 轉換器的輸出有非常低的紋波。方程式6 計算了完全由電容值引起的輸出紋波電壓部分：

    其中f_SW(min) 為最小開關頻率。方程式7 計算了完全由輸出電容ESR 引起的輸出紋波電壓部分：

    請注意，這兩個紋波電壓部分均被相移，且不直接相加。就低ESR（例如：陶瓷電容）電容而言，可以忽略ESR 部分電壓。要想滿足應用的負載瞬態(tài)要求，最小電容限制是必需的。

    輸出電容必須有一個大于電容RMS 電流的RMS 電流額定值，其計算方法如方程式8：

     輸入電容和耦合電容吸取和下拉的電流電平相同，但開關周期相反。與降壓轉換器類似，輸入電容和耦合電容都需要RMS 電流額定值，

    方程式10a 和10b 計算了完全由各自電容器電容值引起的輸出紋波電壓部分：

    方程式11a 和11b 計算了完全由各自電容器ESR 值引起的輸出紋波電壓部分：

    此外，兩個紋波電壓組成部分均被相移，且不直接相加；同時，就低ESR 電容器而言，ESR 電壓部分再次可以被忽略。典型的紋波值小于輸入電容輸入電壓的0.05 倍，也小于耦合電容輸出電壓的0.02 倍。

選擇有源組件

    我們必須謹慎選擇功率MOSFET，以便它可以處理峰值電壓和電流，同時最小化功耗。功率FET的電流額定值可以決定ZETA轉換器的最大輸出電流。

    如圖3 所示，Q1 承受了V_IN(max) + V_OUT 的最大電壓。Q1 的峰值電流額定值必須為

    在相關環(huán)境溫度下，F(xiàn)ET 功耗額定值必須大于傳導損耗（FET r_DS(on) 的函數(shù)）和開關損耗（FET 柵極電荷的函數(shù)）的和，計算方法如方程式13 所示：

    其中，Q_GD 為柵極到漏極電荷，Q_G 為FET 的總柵極電荷，I_Gate 為最大驅動電流，而V_Gate 為控制器的最大柵極驅動。Q1 的RMS 電流為：

    輸出二極管必須要能夠處理與Q1相同的峰值電流，即I_Q1(PK)。該二極管還必須能夠承受大于Q1 最大電壓（V_IN(max) + V_OUT）的反向電壓，以處理瞬態(tài)和振鈴問題。由于平均二極管電流為輸出電流，因此二極管的封封裝必須要能夠驅散高達I_OUT×V_FWD的功率，其中V_FWD 為肖特基二極管I_OUT 的正向電壓。

環(huán)路設計

    ZETA 轉換器是一種具有多個實復極頻和零頻的四階轉換器。與SEPIC 轉換器不同，ZETA 轉換器沒有右半面零點，并且更容易獲得補償，以使用更小的輸出電容值達到更大環(huán)路帶寬和更好負載瞬態(tài)結果。參考文獻1 提供一個基于狀態(tài)空間平均法的較好數(shù)學模型。該模型將電感DC 電阻(DCR) 排除在外，但卻包括了電容ESR。盡管參考文獻1 中的轉換器使用陶瓷電容，但就后面的設計舉例而言，電感DCR 代替了電容ESR，這樣模型便可以更加緊密地匹配測得值。開環(huán)路增益帶寬（即利用一個可接收的典型45º 相位余量讓增益穿過零頻的頻率），應該大于L1b 和C_C 的諧振頻率，這樣反饋環(huán)路便可以在該諧振頻率下利用基頻阻尼輸出端出現(xiàn)的非正弦紋波。

設計舉例

    就本例而言，諸多要求都是針對一個η= 0.9 峰值效率的12-V、1-W 電源。負載為穩(wěn)態(tài)，因此幾乎看不到負載瞬態(tài)。2-A 輸入電源為9 到15V。我們選擇了異步電壓模式控制器即TI TPS40200，其工作在340 和460kHz 之間的開關頻率下。輸入端和快速電容器的最大允許紋波分別為彼此交叉最大電壓的1%。最大輸出紋波為25 mV，而最大環(huán)境溫度為55ºC。由于EMI 并不是問題，通過使用最小輸入電壓，我們選擇了具有更低電感值的電感。下一頁的表1 概括了前面介紹的一些設計計算方法。我們忽略了方程式7 到9 以及方程式11，因為使用了高RMS 電流額定值的低ESR 陶瓷電容。

表1舉例ZETA轉換器設計計算

    圖4 顯示的是示意圖，而圖5 則顯示了ZETA 轉換器的效率。在下一頁，圖6 顯示了轉換器在深度CCM 下的運行情況，而圖7 則顯示了環(huán)路響應。

圖4   1A 電流時9V 到15V V_IN 和12-V V_OUT 的ZETA 轉換器設計

圖5舉例ZETA 轉換器設計的效率

圖6V_IN=9V 且I_OUT=1A 時的運行情況

圖7V_IN=9V 和15V 且I_OUT=1A 時的環(huán)路響應

結論

     像SEPIC 轉換器一樣，ZETA轉換器是另一種轉換器拓撲結構，其通過一個在輸出電壓上下范圍變化的輸入電壓來提供穩(wěn)定的輸出電壓。相比SEPIC轉換器，ZETA 轉換器的好處包括更低的輸出電壓紋波，以及更簡單的補償。缺點是要求更高的輸入電壓紋波、更大容量的飛跨電容以及一個能夠驅動高端PMOS 的降壓轉換器（例如：TPS40200 等）。