文獻(xiàn)標(biāo)識碼: A
文章編號: 0258-7998(2014)07-0033-04
在無線通信中,由于受多徑效應(yīng)、噪聲、衰落等的影響,接收端信號不可避免地存在碼間干擾,這樣會限制無線通信系統(tǒng)的最大傳輸率,并導(dǎo)致接收端產(chǎn)生較大的誤碼率。均衡器可以消除碼間干擾,但自適應(yīng)均衡器具有三大局限性:(1)在多點(diǎn)無線網(wǎng)絡(luò)通信中,如果發(fā)送的周期性訓(xùn)練序列被中斷,將導(dǎo)致無法通信;(2)發(fā)送周期性的訓(xùn)練序列增加了系統(tǒng)傳輸?shù)念~外開銷,降低了傳輸效率;(3)在一些特殊環(huán)境,接收端根本不可能得到發(fā)送端的訓(xùn)練序列[1]?;谝陨显?,所以提出了盲均衡器。本文采用QPSK和16QAM兩種調(diào)制方式,使用System Generator軟件對其進(jìn)行設(shè)計。首先在Simulink下對MCMA算法進(jìn)行浮點(diǎn)建模仿真,再利用Xilinx公司模塊進(jìn)行定點(diǎn)仿真,而后由定點(diǎn)仿真模型直接生成FPGA代碼,最后下載到芯片中進(jìn)行測試。
1 MCMA盲均衡原理
恒模算法(CMA)是一種在實(shí)際生活中廣泛應(yīng)用的盲均衡算法[2-4],但是CMA算法存在著信號收斂速度慢、剩余誤差大和相位偏移等局限性。因此,修正恒模算法(MCMA)被提出。MCMA算法[5]將信號的虛部和實(shí)部分開進(jìn)行處理,對信號的虛部和實(shí)部分別進(jìn)行均衡,使其信號中含有相位信息,這樣可以有效地對信道引起的相位偏移進(jìn)行補(bǔ)償,使星座圖輸出變正。
2 盲均衡器設(shè)計
2.1 總體結(jié)構(gòu)
本文利用xc7z020-1clg484芯片實(shí)現(xiàn)MCMA算法盲均衡器,由于芯片資源比較豐富,采用了自上而下的設(shè)計方法,并采用流水線技術(shù)和并行結(jié)構(gòu)。將總體結(jié)構(gòu)按功能分成濾波器模塊、誤差計算模塊、系更新模塊、數(shù)據(jù)延遲模塊4個模塊,并分別對模塊進(jìn)行設(shè)計。盲均衡器總體結(jié)構(gòu)圖如圖1所示。
2.2 數(shù)據(jù)延遲模塊設(shè)計
數(shù)據(jù)延遲模塊的輸入信號有I路和Q路,I路代表信號的虛部,Q路代表信號的實(shí)部,每一路都是16 bit并行輸入,1 bit為符號位,其余15 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。數(shù)據(jù)延遲模塊的結(jié)構(gòu)示意圖如圖2所示。由于后面設(shè)計的濾波器模塊要采用并行結(jié)構(gòu),完成濾波器輸入信號與所有抽頭系數(shù)的相乘,所以數(shù)據(jù)延遲模塊將均衡器輸入信號(Qdata和Idata)的所有延遲信號(Qdata0~Qdata12和Idata0~Idata12)并行輸出,并將它們輸入到濾波器模塊的輸入端,用于和相應(yīng)的抽頭系數(shù)進(jìn)行并行相乘。同時,這26路并行數(shù)據(jù)還將輸入到系數(shù)更新模塊,完成所有抽頭系數(shù)的并行更新。
2.3 濾波器模塊設(shè)計
濾波器的子模塊如圖3所示。濾波器模塊的輸入信號一部分是來自數(shù)據(jù)延遲模塊輸出的均衡器輸入信號的各延遲信號(Qdata0~Qdata12)和(Idata0~Idata12),這部分信號的數(shù)據(jù)寬度為16 bit,1 bit為符號位,其余15 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。由于濾波器的抽頭系數(shù)是不斷更新的,所以該模塊還有一部分輸入信號來自系數(shù)更新模塊更新后的抽頭系數(shù),用于與相應(yīng)的輸入信號相乘完成卷積運(yùn)算,這部分信號的數(shù)據(jù)寬度為16 bit,其中1 bit為符號位,1 bit為整數(shù)位,其余14 bit為小數(shù)位。濾波器模塊由4路13階FIR濾波器(QFIR0、QFIR1、IFIR0、IFIR1),一個減法器和一個加法器構(gòu)成。在本文中,QFIR0、QFIR1、IFIR0和IFIR1采用相同的并行流水線濾波器結(jié)構(gòu)。Qdata0~Qdata12和Idata0~Idata12經(jīng)過濾波器模塊處理后,IFR0和QFR1信號相減得到虛部輸出信號Y_I(n),QFIR0和IFR1信號相加得到實(shí)部輸出信號Y_Q(n)。這兩路信號的數(shù)據(jù)位寬都是36 bit,其中1 bit為符號位,5 bit為整數(shù)位,其余30 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。這兩路信號既要作為盲均衡器的輸出信號,又要經(jīng)過截取并重新定義,作為誤差模塊的輸入信號。
2.4 誤差模塊設(shè)計
誤差模塊由虛部和實(shí)部誤差模塊構(gòu)成,兩個模塊結(jié)構(gòu)相同,其中MCMA誤差計算虛部模塊的結(jié)構(gòu)圖如圖4所示。MCMA誤差計算模塊中主要包含數(shù)據(jù)的截取、重新定義、減法器和乘法器。根據(jù)定點(diǎn)仿真得出的結(jié)果,需要首先對濾波器模塊的虛部輸出信號Y_I(n)和實(shí)部輸出信號Y_Q(n)進(jìn)行數(shù)據(jù)截取,截取為16 bit數(shù)據(jù),舍棄低20位。再重新定義為1 bit為符號位、5 bit為整數(shù)位、10 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù)。這兩個信號經(jīng)過取模后,分別輸入到16 bit×16 bit的硬核乘法器中,得到32 bit的絕對值的平方,再將得到的數(shù)據(jù)與32 bit減法器中的常模值相減,最后送到32 bit×16 bit的硬核乘法器中相乘,舍棄低24 bit,重新定義為1 bit為符號位、17 bit為整數(shù)位、其余6 bit為小數(shù)位的數(shù)據(jù),便得到MCMA算法虛部的誤差信號。
2.5 系數(shù)更新模塊設(shè)計
系數(shù)更新模塊主要由1個數(shù)據(jù)延時模塊、13個系數(shù)增量模塊、13個新系數(shù)計算模塊構(gòu)成。由于整個盲均衡器輸入信號比輸出信號晚16個時鐘周期,為了使誤差信號與輸入信號同時輸入到系數(shù)增量模塊,這里與輸入信號的信號延遲模塊有點(diǎn)不同,需要延遲16個時鐘周期。系數(shù)更新模塊都對應(yīng)一個系數(shù)增量模塊,如圖5所示,因此需要調(diào)用該模塊13次,濾波器的每個系數(shù)也都對應(yīng)一個新系數(shù)計算模塊,如圖6所示。所以新系數(shù)計算模塊也需要調(diào)用13次,才能完成所有的運(yùn)算并輸出更新后的濾波系數(shù)。
3 仿真和實(shí)現(xiàn)結(jié)果
本文采用Xilinx公司的System Generator軟件[6]進(jìn)行硬件協(xié)同仿真,如圖7所示,實(shí)際上就是PC和開發(fā)板的協(xié)同仿真,把硬件模塊下載到開發(fā)板中進(jìn)行仿真,硬件模塊和PC共享存儲器交換數(shù)據(jù)。協(xié)同仿真參數(shù)設(shè)置如下:信源采用功率歸一化的16QAM[7]和QPSK信號,信噪比為25 dB,步長為0.002,信道參數(shù)為[1,0,0.299 7,0,0,-0.003 6],該信道的頻率響應(yīng)起伏較大。MCMA均衡器采用中心抽頭[8]初始化,將I路信號中第7路的抽頭系數(shù)設(shè)為1,其他抽頭系數(shù)設(shè)為0,長度為13,采樣間隔時間為1/1 000 s。
在ISE軟件對整個工程文件進(jìn)行綜合、轉(zhuǎn)換、映射、布局布線后,得到的靜態(tài)時間報告如表1所示。從中可以看出,輸入速率達(dá)到67 Mb/s。16QAM和QPSK信號經(jīng)過信道衰減、噪聲過后,均衡前的星座圖如圖8和圖9所示;硬件協(xié)同仿真后,均衡星座圖如圖10和圖11所示。從圖8~圖11可以看出,MCMA算法設(shè)計是有效的,均衡信號的同時還糾正了相位偏移。
在無線非協(xié)作通信中,盲均衡器是非常關(guān)鍵的信號處理單元,消耗硬件資源很大。本文基于System Generator軟件,闡述了MCMA算法[9]的實(shí)現(xiàn)過程,通過優(yōu)化Xilinx公司模塊的參數(shù)配置,合理地利用xc7z020-1clg484芯片的資源,實(shí)現(xiàn)了高速盲均衡器,使輸入速度達(dá)到67 Mb/s。與傳統(tǒng)設(shè)計方法相比,提高了設(shè)計效率,對當(dāng)前和今后復(fù)雜、高速的信號處理單元設(shè)計有一定借鑒意義。
參考文獻(xiàn)
[1] 許玲,蔣文軍.一種用于數(shù)字QAM接收機(jī)的盲均衡器實(shí)現(xiàn)[J].電視技術(shù),2003(12):13-16.
[2] 尹曉璐.基于FPGA的信道均衡器的設(shè)計與實(shí)現(xiàn)[D].成都:電子科技大學(xué),2005.
[3] 孫蘭清,葛臨東,劉鋒.常模類盲均衡算法的研究[J].電視技術(shù),2006(10):10-14.
[4] JOHNSON C R,SCHNITER P,ENDRES T J,et al.Blind equalization using the constant modulus criterion:a review[J].Proceedings of the IEEE,1998,86(10):1927-1950.
[5] 何振亞.自適應(yīng)信號處理[M].北京:科學(xué)出版社,2002.
[6] 田耘,胡彬,徐文波,等.Xilinx ISE Design Suite 10.x FPGA開發(fā)指南[M].北京:人民郵電出版社,2008.
[7] 王松濤,王波.高性能數(shù)字電視QAM均衡器的VLSI結(jié)構(gòu)設(shè)計[J].電視技術(shù),2008(32):14-17.
[8] BENVENISTE A,GOURSAT M.Bind equalizers[J].IEEE Trans.on Commun.,1984,32(8):871-883.
[9] ZHANG X,ZHUO D F.A modified blind equalization algorithm based on kurtosis of output signal[C].Proceedings of IEEE 2004 Conference on Radio Science.Qingdao:[s.n.],
2004:228-231.