低功耗、高性能是音頻放大器一直追求的目標(biāo)。近幾年來CMOS功率放大器得到很大發(fā)展，采用此工藝將會有效地降低功耗，但是隨之而來的問題是如何獲得有效的增益帶寬，降低電源等產(chǎn)生的噪聲，如何有效降低諧波失真，在低電源電壓下獲得近乎滿幅的輸出，以獲得有效的電壓輸出等。

　　本文介紹的兩級密勒補償結(jié)構(gòu)的放大器結(jié)構(gòu)簡單，很好地滿足了增益帶寬及電壓輸出擺幅的要求。

　　放大器的結(jié)構(gòu)

　　該功率放大器采用三級放大結(jié)構(gòu)。輸入級為折疊式放大結(jié)構(gòu)，輸入管為p管，以降低閃爍噪聲。折疊式輸入級的輸出，直接作為輸出級中p溝晶體管的驅(qū)動。

　　第二級為非反相放大級，它由一個共源p溝輸入管，一個電流鏡和一個電流為80μA的恒流源組成。該級電路的重要作用在于為輸出級的n管提供合理的偏置電壓，以使輸出級的兩個管子的偏置電壓分開，從而實現(xiàn)AB類輸出。

　　輸出級則為推挽式的AB類結(jié)構(gòu)，該結(jié)構(gòu)的特點是p管和n管交替導(dǎo)通，這樣輸出電壓僅損失一個管子的過驅(qū)動電壓，有效地提高輸出電壓的水平，滿足在低電源電壓下信號的輸出驅(qū)動的要求。本設(shè)計電路輸出級的靜態(tài)電流為1mA。放大器的輸出級和第一級及第二級之間有兩個密勒型的補償回路，密勒補償采用了零電阻補償法，該方法通過將補償電容CC串聯(lián)一個電阻RZ，消除了僅由電容進行補償引起的右半平面(RHP)零點效應(yīng)，增加電路的穩(wěn)定性。

　　npower2線用于省功耗控制，當(dāng)它的值為低電位時，整個電路不工作，處于省功耗狀態(tài)。省功耗控制對于便攜式系統(tǒng)是十分必要的。

　　具體結(jié)構(gòu)如圖1所，其中Vp1，Vp2，Vn2和Vn2為偏置電壓。

　　圖1　放大器電路的結(jié)構(gòu)

　　放大器電路穩(wěn)定性分析

　　在未接補償電容和電阻的情況下，開環(huán)響應(yīng)的極點頻率

　　f1=1/(2πR1C1)；　f2=1/(2πR2C2)；f3=1/(2πR3C3)，

　　式中：Ri和Ci(i=1，2，3)分別是第i級的等效輸入電阻和電容，其中R3為輸出負(fù)載電阻。

　　帶補償?shù)娜壒β史糯笃鞣€(wěn)定性設(shè)計的條件是主極點f1≤fT

　　圖2是未加補償?shù)膸в?2Ω負(fù)載的三級放大器的波特相位特性的仿真結(jié)果，由此圖可以看出，未加補償前在單位增益頻率范圍內(nèi)有兩個極點，相位裕度只有36°，電路不夠穩(wěn)定。

　　圖2　未加補償時的波特相位圖

　　圖3給出了負(fù)載為32Ω的三級放大器加補償之后的仿真結(jié)果，f1，f2極點通過補償被有效分離，f1向低頻點移動，移動到較低的頻率，而f2則移動到fT頻率外，達到很高的頻率。由f1≤fT

　　圖3　補償后的波特相位圖

　　采用兩級零電阻補償?shù)姆椒▽⒁雰蓚€零點，一個為右半平面(RHP)零點，另一個則為左半平面(LHP)零點。它們的值分別為：ZRHP=1/(CC2/gm3-RZ2CC2)；ZLHP=-1/(RZ1CC1)，其中CC1，RZ1，CC2，RZ2分別為第一級和第二級的補償電容與電阻，gm3為第三級的跨導(dǎo)。

　　右半平面的零點存在將會減緩幅值下降，因而使增益交點外推，更遠離原點，從而大大降低電路的穩(wěn)定性，因此必須將其消除。由右半平面零點的公式，理論上可以推出：選擇零電阻RZ2的值，使其滿足RZ2=1/gm3，則右半平面零點被移到無窮遠處，從而不再對電路的穩(wěn)定性產(chǎn)生影響。但是在實際的工作電路中由于輸出管跨導(dǎo)補償電阻分別受工作電流、溫度、工藝等因素變化的影響，會偏離理論值，因此二者相等的要求是不可能滿足的。而在實際的設(shè)計中也并無此嚴(yán)格的要求，一般情況下只要零點的位置滿足在單位增益頻率10倍以上，零點對電路穩(wěn)定性的影響就可忽略。

　　由圖3可以看出該電路的相位裕度在開環(huán)情況下可達86.6°，此時增益帶寬為100MHz，電路的穩(wěn)定性得到很大提高。

　　下面將分別討論左半平面零點及右半平面零點在本設(shè)計中如何滿足要求。

　　由前面的分析及圖3可以看到，整個電路之所以帶寬高達100MHz，主要是左半平面零點的值較低，減緩了單位增益頻帶內(nèi)幅值及相位的下降。雖然在所設(shè)計的電路中這個零點是無害的，但根據(jù)耳機音頻電路的要求，100MHz的帶寬是完全沒有必要的，所以可以在此電路的基礎(chǔ)上稍加改進，將電阻RZ1改成100Ω，補償電容Cc1大小不變，那么左半平面零點的值為350MHz，此時單位增益頻率為32MHz，左半平面零點對單位增益帶寬的大小不再有影響。 　　對于右半平面的零點，設(shè)計中選擇補償電容Cc2為2pF，補償電阻RZ2為1kΩ，則由右半平面零點公式及其應(yīng)滿足的條件(ZRHP≥10倍的增益帶寬)可以推出(1/gm3-RZ2)有很大的變化范圍。也就是說跨導(dǎo)及電阻可以隨實際工作電流、溫度、工藝等條件的變化而變化，并且允許存在較大的變化范圍。

　　該電路的輸出負(fù)載是32Ω的電阻，由于此設(shè)計采用的是單電源供電，輸出偏置在1.65V，因此在實際電路中需串聯(lián)一個大的輸出耦合電容，以防止直流電流流過耳機造成功率損耗，嚴(yán)重的甚至有可能損害耳機或者是耳機驅(qū)動。此電路中采用的是220μF的電容。加入此電容對電路的低頻響應(yīng)有一定影響，但仍滿足人耳的聽力范圍要求。

　　輸出電壓的擺幅

　　對于便攜式功率放大器，由于其供電電壓的降低，為了得到有效的輸出電壓就要求輸出擺幅盡可能接近滿幅要求。本設(shè)計電路采用的是AB類輸出結(jié)構(gòu)，因此電壓在輸出時只損失一個n管或p管的過驅(qū)動電壓，使輸出電壓的范圍得到很大提高。下面將在AB輸出級的基礎(chǔ)上研究如何降低n管和p管的過驅(qū)動電壓，以進一步提高電壓擺幅。以n管為例，在n管飽和導(dǎo)通時流過它的靜態(tài)電流為1mA，那么在這個電流下如果輸出管的寬長比取得較大，那么過驅(qū)動電壓VDSAT=VGS-VTn就可以有較小的值，從而輸出電壓的最小值將會降低，輸出范圍增大。類似p管采用較大的寬長比也可以提高最大電壓的輸出水平。該設(shè)計電路選擇的p管的寬長比為3072/1，n管的寬長比為768/1，當(dāng)然較大的寬長比是以犧牲面積得到的，但本電路輸出級的寬長比相對于同類電路卻小得多。

　　該電路最大輸出擺幅可達2.7V，輸出電壓效率為81.8%，屬于大輸出電壓擺幅，此時其相應(yīng)的最大輸出功率為29mW。

　　放大器的失真

　　功率放大器的一個重要的性能指標(biāo)是總諧波失真加噪聲。總諧波失真主要是由非線性元件引起的。在電路結(jié)構(gòu)完全對稱且不存在元件不匹配的情況下偶次諧波失真是可以消除的，但實際上這樣嚴(yán)謹(jǐn)?shù)碾娐肥遣淮嬖诘?，而且對于音頻電路來說，對音質(zhì)影響較大的為奇次諧波失真。因為人耳對奇次諧波失真比較敏感，而對偶次諧波要差的多。降低總諧波的方法一般是增加適量的內(nèi)部反饋環(huán)，選用線性性好的器件來實現(xiàn)的。本文采用的三級放大電路存在兩個內(nèi)部反饋環(huán)，與兩級放大電路相比有效地抑制了諧波失真。

　　測得在3.3V電源電壓，1kHz輸入信號頻率，0dB增益及滿擺幅即2.7V輸出電壓下，該三級放大電路的總諧波加失真為-68dB。