隨著科學(xué)技術(shù)的高速發(fā)展，高速處理器、多媒體以及網(wǎng)絡(luò)技術(shù)等要求傳輸?shù)臄?shù)據(jù)量越來越大，需要的傳輸速度越來越快，尤其是現(xiàn)在許多設(shè)備要求具有長距離傳送數(shù)據(jù)的能力，以確?？梢詡鬏斍滓陨系木嚯x[1]。普通的并行總線由于自身的劣勢，無法適用于長距離數(shù)據(jù)傳輸?shù)南到y(tǒng)中。

基于串行器/解串器構(gòu)架的LVDS解決方案具有使用簡單、傳輸速度高、抗干擾能力較強和使用節(jié)點少等特點，因此可以采用該方案來實現(xiàn)遠程高速數(shù)據(jù)傳輸功能[2]。但在一些惡劣的環(huán)境（如超遠距離或高干擾環(huán)境）中，LVDS數(shù)據(jù)仍然可能出現(xiàn)信號衰減或嚴(yán)重失真。基于此，本文給出了一種針對LVDS遠程傳輸的延展卡的設(shè)計方案，將雙絞線傳輸和光纖傳輸相結(jié)合，使數(shù)據(jù)傳輸距離可達幾千米遠。

1 系統(tǒng)方案設(shè)計

    設(shè)計要求信號以400 Mb/s的速度傳輸2 km以上的距離。根據(jù)設(shè)計需求和方案合理性，采集存儲系統(tǒng)到延展卡之間采用100 m雙絞線通信，延展卡與遠程測控臺之間采用2 km光纖通信?？傮w設(shè)計如圖1所示，分為FPGA核心控制模塊、雙絞線接口模塊、光纖接口模塊、光耦隔離模塊、電源管理模塊等幾部分。系統(tǒng)指令由光模塊接收，并通過光耦隔離并行發(fā)出；數(shù)據(jù)由雙絞線傳輸并通過光模塊轉(zhuǎn)發(fā)。

圖1  系統(tǒng)總體設(shè)計

2 硬件設(shè)計中的關(guān)鍵點

2.1 雙絞線接口設(shè)計

     雙絞線傳輸伴隨著信號大幅度衰減。圖2中波形1為一組隨機LVDS信號通過100 m電纜傳輸后的波形。顯然有部分電平越不過零點門限，在接收端加上電纜均衡器CLC014，將之與SN65LV1224搭配使用，可以解決這個問題。CLC014最大可以均衡120 m的第五類未屏蔽雙絞線。

圖2  無均衡器時波形（上）與加均衡器后波形（下）

如圖3所示為添加均衡器后的雙絞線接收模塊電路，R1和R2為匹配電阻，可參照公式

計算阻值。本系統(tǒng)雙絞線特性阻抗Z0為100 Ω，R1、R2的阻值根據(jù)輸出電平調(diào)整為25 Ω。隔直電容C1的容值為0.01 μF，為經(jīng)雙絞線衰減后的信號提供交流耦合。CLC014的輸出取自輸出晶體管的集電極，由正電源通過二極管和50 Ω的電阻建立PECL電平，從而獲得理想的輸出波形。電阻R3為媒質(zhì)終端匹配電阻，阻值為100±20 Ω，用于防止信號在媒質(zhì)終端發(fā)生反射，減少電磁，布局時要靠近接收器輸入端放置。圖2中波形2為增加均衡器之后的信號波形，可見波形恢復(fù)正常，高低電平明顯。

圖3  雙絞線接收

2.2 光纖接口設(shè)計

    光模塊選用OCM3723，其輸入信號電平范圍為1.5～2.3 V，而LVDS串化器SN65LV1023的輸出幅值約800 mV，所以需要增加驅(qū)動器CLC006，將信號增強到2 V之后再輸入光模塊。接收命令時，解串器SN65LV1224與均衡器CLC014搭配，將光模塊輸出的命令信號重新組構(gòu)，并恢復(fù)其強度。光纖接收與發(fā)送部分電路如圖4所示。

（a）光纖接收

（b）光纖發(fā)送

圖4  光纖接收與光纖發(fā)送電路

    OCM3723屬于LVPECL接口電平，而CLC014和CLC006屬于PECL接口電平，所以采用交流耦合方式連接。PECL/LVPECL的輸出共模電壓需固定在VCC-1.3 V上，直流偏置電阻需提供14 mA到地的通路，所以R4=(VCC-1.3 V)/14 mA，當(dāng)VCC=3.3 V時，R4=142 Ω，應(yīng)用中為了讓輸出波形達到最佳，R4可以從142 Ω～200 Ω之間選取。PECL/LVPECL輸入直流偏壓要固定在VCC-1.3 V上，輸入阻抗應(yīng)等于傳輸線路阻抗，可列出方程=VCC-1.3 V且R5||R6=50 Ω，當(dāng)VCC=3.3 V時，R5=82 Ω，R6=130 Ω。因為CLC014輸入和CLC006輸出在其芯片內(nèi)部有偏置電路，所以無需設(shè)計外部偏置網(wǎng)絡(luò)。

      光纖發(fā)送端和接收端數(shù)據(jù)波形如圖5所示?？梢钥闯鐾ㄟ^2 km光纖之后，信號波形仍然比較標(biāo)準(zhǔn)。對比雙絞線端接收的數(shù)據(jù)波形，不難發(fā)現(xiàn)光纖比雙絞線的傳輸效果好很多。

               （a）光纖發(fā)送端                       （b）接收端

（橫軸坐標(biāo)為50 ns/格，縱軸坐標(biāo)為500 mV/格）

圖5  數(shù)據(jù)波形

2.3 光耦隔離接口設(shè)計

    因為系統(tǒng)指令切換的頻率較數(shù)據(jù)傳輸?shù)乃俾实偷枚?，所以為了簡化電路，增加指令傳輸?shù)目煽啃裕?jīng)過FPGA重組后的指令由5條并行線傳輸。指令接口部分采用高速10 MB/s光電耦合器HCPL-2631進行電氣隔離，6.3 mA電流即可導(dǎo)通工作，雙通道單向傳輸，真正實現(xiàn)前后級互不干擾，提高了接口的可靠性。圖6所示為HCPL-2631的單路傳輸接口電路。當(dāng)FPGA接口為邏輯0時，HCPL-2631內(nèi)部電路導(dǎo)通輸出低電平；當(dāng)FPGA接口為邏輯1時，HCPL-2631內(nèi)部電路不導(dǎo)通，輸出高電平。

圖6  光耦隔離接口電路

3 邏輯設(shè)計中的關(guān)鍵點

3.1 防止指令誤判

    為了防止接收端指令的誤判，首先對指令進行奇校驗。設(shè)計時將指令中1的個數(shù)定為奇數(shù)個。接收指令的奇偶性判斷是通過對指令的各個數(shù)據(jù)位進行異或操作（XOR）實現(xiàn)的，即：

只有當(dāng)oddverify為1時，才認(rèn)為當(dāng)前傳輸?shù)氖怯行е噶?并用5位數(shù)組f_state重新定義當(dāng)前指令[3]。新定義的f_state指令信號需再經(jīng)過雙重計數(shù)器消抖才能最終輸出。外部計數(shù)器對所有有效指令進行消抖計數(shù)，而內(nèi)部計數(shù)器針對某一個指令進行消抖計數(shù)，消抖后的state指令為最終的5線指令。

圖7所示為部分指令判別的時序仿真圖。從圖中可以看出，“0110001111”經(jīng)過奇校驗后被過濾，指令切換時出現(xiàn)的誤指令“0101100110”被外部計數(shù)器隔斷，之后傳輸中的誤碼指令“0110011111”也被內(nèi)部計數(shù)器過濾。

圖7  指令判別時序仿真圖

3.2 LVDS接口時鐘與采集速率匹配問題

    LVDS接口時鐘是固定的，而采集設(shè)備的采集速率根據(jù)需求可控，二者速度不匹配，所以數(shù)據(jù)鏈路中經(jīng)常出現(xiàn)傳輸空白；如果數(shù)據(jù)采用間歇式傳輸，則LVDS芯片中斷后再同步會有500 μs的數(shù)據(jù)丟失。

    針對這一問題，設(shè)計中引入無效數(shù)與有效數(shù)交替發(fā)送的模式。當(dāng)鏈路中無數(shù)據(jù)傳輸時，F(xiàn)PGA自編譯無效數(shù)據(jù)，使鏈路保持通信狀態(tài)。LVDS芯片有10位數(shù)據(jù)管腳，有效數(shù)據(jù)占用了其中的低8位，高2位作為區(qū)別有效數(shù)和無效數(shù)的標(biāo)志位。定義“01”為有效數(shù)標(biāo)志，“00”為無效數(shù)標(biāo)志。實驗證明無效數(shù)發(fā)送“00011111”同步穩(wěn)定性高，原因可能是“00011111”配合標(biāo)志位“00”正好構(gòu)成同步碼“0000011111”，而LVDS芯片同步的過程就是不斷識別同步碼的過程。所以這樣不但解決了速度匹配問題，也提高了系統(tǒng)數(shù)據(jù)鏈路的可靠性。

3.3 光纖接口LVDS失鎖問題

    光模塊與LVDS接收模塊之間連續(xù)傳輸“FF”數(shù)據(jù)出現(xiàn)失鎖，表現(xiàn)為SN65LV1224的鎖存標(biāo)志LOCK出現(xiàn)高電平脈沖。經(jīng)分析，交流耦合電路中的耦合電容隔斷了信號的直流分量，因此LVDS接收端只能觀察到輸入信號的前后沿。當(dāng)數(shù)據(jù)1連續(xù)出現(xiàn)時，電容會造成接收端電壓下降，信號產(chǎn)生抖動[4]。所以連續(xù)傳輸“FF”數(shù)據(jù)容易造成LVDS失鎖。一種高效的解決辦法是使用8B/10B編碼實現(xiàn)直流平衡，或者選用帶有8B/10B編碼的串/并轉(zhuǎn)換芯片[5]。為了配合前端邏輯設(shè)計，同時考慮到只有傳輸“FF”時才會出現(xiàn)失鎖的情況，本設(shè)計中采取的優(yōu)化措施是將“FF”數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)變?yōu)椤?F”數(shù)據(jù)發(fā)送，即將二進制8位數(shù)據(jù)“11111111”轉(zhuǎn)變?yōu)椤?0011111”發(fā)送，且高兩位標(biāo)志位定義為“10”，發(fā)送的10位LVDS數(shù)據(jù)為“1000011111”，這與同步碼數(shù)據(jù)近似。光纖數(shù)據(jù)鏈路中共有3種數(shù)據(jù)類型，圖8為優(yōu)化后的數(shù)據(jù)編碼發(fā)送流程圖。經(jīng)過大量測試，優(yōu)化后的數(shù)據(jù)編碼方式能夠有效解決LVDS失鎖的問題。

4 試驗方法與測試

    針對總體設(shè)計方案，配合數(shù)據(jù)采集存儲裝置和遠程測控臺，對系統(tǒng)進行惡劣環(huán)境下數(shù)據(jù)傳輸?shù)男阅軠y試，雙絞線長度為100 m，光纖長度為2 km。采集存儲裝置啟動自發(fā)數(shù)模式，測試數(shù)據(jù)幀格式為：1～250 B是0～249的遞加數(shù)，251～254 B是32 bit二進制幀計數(shù)，255～256 B為同步字EB 90。圖9所示為上位機接收到的部分?jǐn)?shù)據(jù)截圖，幀結(jié)構(gòu)嚴(yán)格對齊。采用上位機分析軟件對數(shù)據(jù)進行分解，分解報告顯示傳輸數(shù)據(jù)無誤碼，無丟幀。

圖9  測試數(shù)據(jù)部分截圖

基于LVDS技術(shù)的遠程數(shù)據(jù)傳輸延展卡的設(shè)計充分發(fā)揮了雙絞線、光纖以及光電耦合器的接口傳輸優(yōu)勢，并且解決了速度匹配和光纖接口LVDS芯片易失鎖的問題，有效保證了指令的可靠下發(fā)以及數(shù)據(jù)傳輸?shù)臏?zhǔn)確性，成功將數(shù)據(jù)傳輸距離擴展至幾千米遠。該卡抗擾能力強，傳輸穩(wěn)定性高，為高速數(shù)據(jù)超遠距離傳輸開辟了新的領(lǐng)域。

參考文獻

[1] 劉利生，蘇淑靖，張凱琳.基于LVDS的遠程數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)[J].儀表技術(shù)與傳感器，2011（12）：38-39.

[2] 姚永興，焦新泉，馬培嬌.高可靠性遠程數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)設(shè)計[J].計算機測量與控制，2011，19（8）：1968-1971.

[3] 劉欣，張會新.基于LVDS總線的分布式數(shù)據(jù)綜合器測試系統(tǒng)[J].科學(xué)技術(shù)與工程，2013，13（34）：10354-10358.

[4] 劉泳銳，張彥軍，劉龍飛.8b/10b編碼實現(xiàn)LVDS交流耦合傳輸中的直流平衡[J].科學(xué)技術(shù)與工程，2012，12(35)：9693-9696，9701.

[5] 何林飛，田佳月，張曉林.基于光纖傳輸?shù)亩嗦犯咚贁?shù)據(jù)采集系統(tǒng)[J].電子技術(shù)應(yīng)用，2013,39（3）：77-79.

(收稿日期：2014-03-27)  

作者簡介：

甄國涌，男，1971年生，副教授，碩士生導(dǎo)師，主要研究方向：測試系統(tǒng)集成技術(shù)與應(yīng)用軟件技術(shù)。

瞿林，男，1989年生，碩士研究生，主要研究方向：電路與系統(tǒng)、高速數(shù)據(jù)采集。

劉東海，男，1982年生，碩士研究生，主要研究方向：高速數(shù)據(jù)采集。