0 引言

    近年來(lái)，隨著無(wú)線(xiàn)通信設(shè)備的迅猛發(fā)展，無(wú)線(xiàn)能量傳輸系統(tǒng)已經(jīng)成為能量傳輸領(lǐng)域的熱門(mén)話(huà)題^[1-3]。無(wú)線(xiàn)能量傳輸(WPT)已經(jīng)在眾多領(lǐng)域得到應(yīng)用，例如在RFID和遙感勘測(cè)方面，或是以傳感器的形式應(yīng)用于一些危險(xiǎn)或難以到達(dá)的地方^[4-7]。本文將關(guān)注點(diǎn)放在2.400～2.484 GHz(IEEE 802.11 b/g)這個(gè)未授權(quán)的ISM中心頻段上。

    無(wú)線(xiàn)能量傳輸系統(tǒng)中最重要的組成部分是整流天線(xiàn)。如圖1所示，它主要包括一個(gè)能收集微波入射功率的接收天線(xiàn)和一個(gè)能將微波功率轉(zhuǎn)換為有用的直流功率的整流電路。整流電路在這個(gè)系統(tǒng)中起到了十分重要的作用。通常，一個(gè)整流器是由耦合電容、匹配電路、數(shù)個(gè)肖特基二極管和直通濾波器構(gòu)成。直通濾波器通常用于減小直流功率的紋波和抑制由二極管產(chǎn)生的諧波分量，匹配電路則用于實(shí)現(xiàn)天線(xiàn)和整流電路之間的阻抗匹配。

    針對(duì)低功耗的整流電路，Takhedmit^[8]等人設(shè)計(jì)出一種采用雙肖特基二極管的整流電路，該整流電路可以應(yīng)用于無(wú)線(xiàn)傳感器設(shè)備，因?yàn)樗恍枰斎氲屯V波器和通孔的連接，結(jié)構(gòu)更加簡(jiǎn)單，該整流天線(xiàn)可以實(shí)現(xiàn)當(dāng)功率密度為0.22 mW/cm²和負(fù)載為1 050 Ω時(shí)，獲得超過(guò)80%的整流效率和2.6 V的直流輸出電壓。Franciscatto^[9-10]等人提出了一種在2.45 GHz頻段能對(duì)低輸入功率能量進(jìn)行高效收集的優(yōu)化方法，基于對(duì)電磁諧振現(xiàn)象的分析優(yōu)化出一個(gè)對(duì)低輸入功率具備高整流效率的整流電路，該整流電路能實(shí)現(xiàn)當(dāng)輸入功率為0 dBm時(shí)，整流效率可以達(dá)到70.4%。陳彬^[11]提出了一種具有諧波抑制功能的低輸入功率整流天線(xiàn)，他采用HSMS-285C肖特基二極管設(shè)計(jì)出使用于低輸入功率條件下的倍壓整流電路，它能夠?qū)崿F(xiàn)在輸入功率為7 dBm時(shí)，整流效率達(dá)到70.3%，且在輸入功率為0 dBm時(shí)，直流輸出電壓可達(dá)1 V。

    在特定的輸入功率下，整流器的效率高低主要取決于對(duì)由二極管產(chǎn)生的諧波分量的抑制能力。此外，負(fù)載的大小也是不可忽視的重要因素。在本文中，將用扇形短截線(xiàn)和線(xiàn)型開(kāi)路短截線(xiàn)的組合來(lái)抑制輸出功率的基頻、二次諧波分量和三次諧波分量，從而提高整流效率。該整流電路在一FR4基板上進(jìn)行設(shè)計(jì)和印刷，其參數(shù)如下：介電常數(shù)為2.55，正切損耗角為0.001 5，基板厚度為0.8 mm，導(dǎo)帶銅厚為0.035 mm。

1 整流電路設(shè)計(jì)

    在本文中，所采用的整流電路由單枝節(jié)匹配電路、倍壓肖特基二極管、直通濾波器和負(fù)載組成。該整流電路的原理圖如圖2所示，使用ADS2009仿真軟件對(duì)其進(jìn)行原理圖-版圖聯(lián)合仿真，以便得到更精確的仿真結(jié)果。

    二極管放置于匹配電路和直通濾波器之間，其選取對(duì)整流效率有很重要的影響。對(duì)整流電路來(lái)講，整流二極管大多選用肖特基二極管，肖特基二極管的結(jié)電容、串聯(lián)電阻及寄生參數(shù)越小越好。本文選用的是由Infineon科技公司生產(chǎn)的BAT15-04W型號(hào)的肖特基二極管，其基本參數(shù)為：結(jié)電容C_j0為138.5 fF，寄生串聯(lián)電阻R_s為5 Ω，導(dǎo)通電壓V_j為0.224 V，反向擊穿電壓B_v為4.2 V，所以它是一個(gè)能夠?qū)⒌洼斎胛⒉üβ兽D(zhuǎn)換為高直流功率的低功耗貼片肖特基二極管。包含塑料封裝的寄生參數(shù)的BAT15-04W二極管的模型如圖3所示。

    由于二極管非線(xiàn)性的特性，電路中會(huì)產(chǎn)生一些高次諧波。為了抑制這些諧波和提高整流電路的效率，通常會(huì)在二極管和負(fù)載間接入一個(gè)直通濾波器。在本文中，采用兩個(gè)扇形枝節(jié)用以分別抑制基頻分量和三次諧波分量，同時(shí)采用一個(gè)線(xiàn)型開(kāi)路枝節(jié)用以抑制二次諧波分量，由于其他更高次的諧波分量非常小，所以在這里不予考慮。上述直通濾波器的電路圖和諧波抑制效果圖如圖4所示?？梢钥吹?，基頻分量、二次諧波分量和三次諧波分量都得到了顯著的抑制(<-60 dB)。

    實(shí)測(cè)效率最高時(shí)的輸入功率為5 dBm，在此輸入功率下電路S11參數(shù)的實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果如圖5所示。由圖可知，無(wú)論是仿真還是實(shí)測(cè)，在2.45 GHz處都能獲得較好的阻抗匹配。在2.45 GHz處，實(shí)測(cè)的S11參數(shù)為-37 dB且在2.37 GHz～2.51 GHz的頻率范圍內(nèi)S11參數(shù)均小于-10 dB。

2 仿真和實(shí)測(cè)結(jié)果分析

    所提出的整流電路的整體實(shí)測(cè)圖片如圖6所示，它包括了匹配電路、倍壓肖特基二極管、直通濾波器和一個(gè)負(fù)載電阻。該整流電路通過(guò)一個(gè)信號(hào)發(fā)射器和一個(gè)傳統(tǒng)的電壓表來(lái)進(jìn)行測(cè)試，信號(hào)發(fā)生器用于提供2.45 GHz的射頻能量，而傳統(tǒng)的電壓表則用于測(cè)量負(fù)載兩端的電壓值。整流電路的RF-DC整流效率(η)定義如下：

式中：P_inc為射頻發(fā)射功率；P_DC為直流輸出功率；V_L為直流輸出電壓；R_Load為負(fù)載電阻。

    當(dāng)優(yōu)化選擇后的負(fù)載R_Load為5 kΩ，輸入能量頻點(diǎn)為2.45 GHz時(shí)，實(shí)測(cè)與仿真的輸出直流電壓隨輸入功率的變化曲線(xiàn)圖如圖7所示。顯然，當(dāng)輸入功率為5 dBm時(shí)，實(shí)測(cè)整流電路可獲得3.45 V的直流輸出電壓。在同等條件下，實(shí)測(cè)與仿真的整流效率隨輸入功率的變化曲線(xiàn)圖如圖8所示?？梢杂^察到，理論和實(shí)驗(yàn)結(jié)果實(shí)現(xiàn)了較好的吻合，當(dāng)輸入功率為5 dBm時(shí)，實(shí)測(cè)效率到達(dá)了峰值75.3%，當(dāng)輸入功率處于-2.5 dBm～6.5 dBm的范圍內(nèi)時(shí)，整流電路的效率都保持在60%以上。

    實(shí)測(cè)效率與仿真效率相比有所降低，其主要原因如下：(1)二極管在實(shí)際使用的情況下，由于工作溫度、周?chē)姶怒h(huán)境、基板的趨膚效應(yīng)等影響下，工作性能會(huì)有一些不同；(2)實(shí)測(cè)電路中的SMA接頭存在損耗；(3)耦合電容、二極管及SMA接頭的焊接會(huì)引入寄生電容、寄生電感及電阻效應(yīng)，而ADS建模仿真時(shí)不會(huì)考慮這些寄生參量，從而會(huì)影響結(jié)果的準(zhǔn)確性。

3 結(jié)論

    本文提出了一種基于低功耗貼片肖特基二極管BAT15-04W的整流電路，實(shí)測(cè)表明它能夠高效地吸收低輸入射頻功率。實(shí)驗(yàn)結(jié)果顯示，在輸入功率為5 dBm的情況下，整流電路具有75.3%的整流效率，并對(duì)實(shí)測(cè)與仿真結(jié)果存在的偏差進(jìn)行了具體的分析。在未來(lái)的工作中，為了構(gòu)建一個(gè)完整的微波整流天線(xiàn)，我們的關(guān)注點(diǎn)將是在發(fā)射天線(xiàn)和整流電路間加入一個(gè)高增益和指向性較強(qiáng)的端射天線(xiàn)作為接收天線(xiàn)，而為了能在更小的輸入功率和更大的傳輸距離下獲得高效率整流，我們還將關(guān)注天線(xiàn)陣列的設(shè)計(jì)。

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