0 引言

　　近年來(lái)，各種便攜式電子產(chǎn)品的普及以及功能的日益增加，對(duì)電源管理IC提出了更高的要求，如高集成度、高效率以及低成本等。在整個(gè)電源管理IC領(lǐng)域中，LDO以其電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、占用芯片面積小、輸出電壓相對(duì)穩(wěn)定等優(yōu)點(diǎn)，牢牢占據(jù)著電源管理IC市場(chǎng)很大的份額。隨著電子產(chǎn)品功能的日益復(fù)雜與多樣化，消費(fèi)市場(chǎng)對(duì)其續(xù)航要求也在日益增高，這就要求電源具有更高的電流效率，其定義如下式所示[1]：

　　其中ILoad為負(fù)載電流，Iq為靜態(tài)電流。電流效率說(shuō)明了LDO電路的存在對(duì)電源工作時(shí)間有一定程度的降低。由上式可知，當(dāng)負(fù)載電流很大時(shí)，電流效率主要由負(fù)載電流決定。然而，對(duì)于很多應(yīng)用來(lái)說(shuō)，電路通常工作在一個(gè)低負(fù)載電流的情況下，這時(shí)靜態(tài)電流的大小直接決定了電源的工作時(shí)間。

　　為解決上述問(wèn)題，本文設(shè)計(jì)了一種超低靜態(tài)功耗的LDO電路，其典型靜態(tài)工作電流為500 nA，這樣極大地提高了在低負(fù)載情況下整個(gè)電路的電流效率，延長(zhǎng)了電源壽命。此外，本文還采用了一種新穎的補(bǔ)償方式，在不增加靜態(tài)電流的情況下保證LDO的穩(wěn)定性。

1 LDO電路的基本原理與設(shè)計(jì)

　　圖1是本文設(shè)計(jì)的LDO的基本結(jié)構(gòu)框圖，主要包括帶隙基準(zhǔn)電路(Bandgap)、誤差放大器(EA)、調(diào)整管(Pass Transistor)以及反饋電阻（R1、R2）。其中帶隙基準(zhǔn)電路為誤差放大器提供低溫漂、高精準(zhǔn)的參考電壓Vref，誤差放大器將輸出反饋電壓與參考電壓進(jìn)行比較，并放大其差值來(lái)控制調(diào)整管的導(dǎo)通狀態(tài)，從而得到穩(wěn)定的輸出電壓。輸出電壓值由下式所示：

2 誤差放大器的設(shè)計(jì)

　　圖2給出了誤差放大器的原理圖，采用一種對(duì)稱性運(yùn)算跨導(dǎo)放大器(Operational Transconductance Amplifier，OTA)，其中包括一個(gè)差分對(duì)和三個(gè)電流鏡。輸入差分對(duì)的負(fù)載是兩個(gè)相同的電流鏡，并提供了一個(gè)增益為A的電流增益。顯然由于整體電路的對(duì)稱性，在版圖設(shè)計(jì)時(shí)會(huì)有很好的匹配。M3與M4工作在線性區(qū)，提高了誤差放大器的線性度[2]。其低頻增益為：

　　AV=gm1ARout(3)

　　由于只有輸出節(jié)點(diǎn)是高阻，其他節(jié)點(diǎn)電阻約為1/gm左右，因此主極點(diǎn)位于輸出節(jié)點(diǎn)，在節(jié)點(diǎn)1、2、3處產(chǎn)生非主極點(diǎn)。從圖中可以看出，C1與C2都是交流接地的，對(duì)于對(duì)稱的差分電路來(lái)說(shuō)，它們的交流通路是相同的，因此有相同的極點(diǎn)。對(duì)于節(jié)點(diǎn)3，注意到它是位于單端輸出另一端的節(jié)點(diǎn)，在這一節(jié)點(diǎn)會(huì)產(chǎn)生一個(gè)極-零點(diǎn)對(duì)，零點(diǎn)大約是極點(diǎn)的兩倍，因此對(duì)于相位裕量的影響可以忽略[3]。事實(shí)上，電路只產(chǎn)生一個(gè)非主極點(diǎn)。因此有：

　　可以看到次級(jí)點(diǎn)要受到A的影響，A越大，次級(jí)點(diǎn)頻率越低，這也限定了A的最大值。

　　對(duì)于普通采用PMOS作為導(dǎo)通管的LDO來(lái)說(shuō)，通常需要一個(gè)電壓緩沖（buffer）電路來(lái)驅(qū)動(dòng)導(dǎo)通管，以便將由其柵極電容產(chǎn)生的極點(diǎn)推到環(huán)路帶寬外。然而，這種方式卻不適用于低靜態(tài)電流LDO，因?yàn)閎uffer本身會(huì)消耗較大的電流。因此，可以在LDO的反饋環(huán)路中加入一個(gè)零點(diǎn)以抵消導(dǎo)通管柵極處的極點(diǎn)或者輸出電容產(chǎn)生的極點(diǎn)。如圖1所示，C1是導(dǎo)通管MPpass柵源電容與溝道電容總和，Cc是柵漏電容，gmi為誤差放大器的等效跨導(dǎo)，ro為其等效輸出電阻，gmo為導(dǎo)通管MPpass的跨導(dǎo)，CL與RL分別為負(fù)載電容與電阻。顯然，在導(dǎo)通管柵極與輸出端各產(chǎn)生一個(gè)極點(diǎn)，其傳輸函數(shù)為：

　　為了補(bǔ)償次級(jí)點(diǎn)，在電路中添加一個(gè)并聯(lián)在導(dǎo)通管MPpass兩端的MOS管MPpa，其寬長(zhǎng)比相對(duì)于導(dǎo)通管的比例很小，這樣導(dǎo)通管柵極電壓通過(guò)MPpa轉(zhuǎn)化為電流注入到反饋電路中，可以得到一個(gè)零點(diǎn)ωz為：

　　通過(guò)適當(dāng)選取 Rf+R2/R1的值，可以對(duì)電路進(jìn)行有效的補(bǔ)償，并且不隨負(fù)載電容的變化而變化。當(dāng)該值大于1時(shí)，零點(diǎn)的頻率低于次級(jí)點(diǎn)的頻率，補(bǔ)償效果會(huì)很好，但是當(dāng)這個(gè)值過(guò)大時(shí)會(huì)影響交流信號(hào)通過(guò)導(dǎo)通管的主支路，從而導(dǎo)致輸出電壓瞬態(tài)響應(yīng)變差；當(dāng)這個(gè)值遠(yuǎn)小于1時(shí)，又會(huì)使補(bǔ)償效果變差。因此，在實(shí)際電路設(shè)計(jì)中要進(jìn)行折中。

　　這種補(bǔ)償方式可以解決交流補(bǔ)償，但在直流方面還存在問(wèn)題。首先，MPpa會(huì)將直流電流注入到反饋電路中，并且這個(gè)電流會(huì)隨著負(fù)載的變化而變化，因此會(huì)造成輸出電壓失調(diào)，并且降低了負(fù)載調(diào)整率。此外，當(dāng)負(fù)載電流很小時(shí)，gmp的值也會(huì)很小，無(wú)法為電路提供有效的環(huán)路補(bǔ)償。對(duì)于后一個(gè)問(wèn)題，可以在MPpa和MPpass管的柵極間添加一個(gè)電阻，為Mpa的柵極提供一個(gè)電壓VOS，這樣即使MPpass進(jìn)入亞閾值區(qū)，并聯(lián)路徑仍然會(huì)通過(guò)MPpa管提供一個(gè)有效的電流信號(hào)。為解決前一個(gè)問(wèn)題，可以在MPpa源漏端加入兩個(gè)電流源，這樣通過(guò)MPpa的電流大小不會(huì)隨負(fù)載的變化而變化，同時(shí)也幾乎不會(huì)有電流流入反饋網(wǎng)絡(luò)而造成輸出電壓失調(diào)。對(duì)圖1 的電路作小信號(hào)分析可知，由于電流源的高阻特性，需要在MPpa源極接一個(gè)較大的電容Cp以保證交流信號(hào)從其柵極轉(zhuǎn)換到漏極，可以等效為一個(gè)高通濾波器，其截止頻率為gmp/Cp。若當(dāng)Cp較小時(shí)，截止頻率位于零點(diǎn)ωz的右側(cè)，會(huì)造成一個(gè)增益凹陷，導(dǎo)致系統(tǒng)不穩(wěn)定。因此需要有：

　　如果在空載情況下，流過(guò)Mpa管的電流為1 nA，gmp=40 nA/V，gmo=200 nA/V，CL=1 F，則可得到Cp約為40 nF，這樣大的電容在片上是很難實(shí)現(xiàn)的。

　　上述提到的增益凹陷來(lái)自于兩個(gè)信號(hào)，一個(gè)是MPpass漏極信號(hào)，它對(duì)于電容CL有一個(gè)1/s的頻率響應(yīng)，另一個(gè)是MPpa的漏極信號(hào)，它對(duì)于電容Cp有一個(gè)s的頻率響應(yīng)，這兩個(gè)信號(hào)在電路反饋端互相抵消。為了解決這個(gè)問(wèn)題，本文采用了一種RC頻率響應(yīng)網(wǎng)絡(luò)的方法來(lái)代替Cp。在RC網(wǎng)絡(luò)中，Ck+1=nCk，Rk+1=mRk，其中k為該網(wǎng)絡(luò)的級(jí)數(shù),如圖3所示，電容為串聯(lián)關(guān)系，而電阻為并聯(lián)關(guān)系。圖4給出了每個(gè)元件在對(duì)數(shù)坐標(biāo)下的電導(dǎo)圖，斜線為電容的電導(dǎo)線，直線為電阻的電導(dǎo)線，它們分別為平行且等間距，電容與電阻的曲線相交。在高頻情況下，電容C0的電導(dǎo)值在串聯(lián)電容中起主導(dǎo)作用，隨著頻率降低，該值不斷降低，直到遇到電阻R0的電導(dǎo)曲線。當(dāng)頻率繼續(xù)降低時(shí)，電阻R0的電導(dǎo)值起主導(dǎo)作用并不隨頻率變化，直到遇到電容C1的電導(dǎo)曲線。以此類推可以得到該網(wǎng)絡(luò)的頻率響應(yīng)曲線，可以看出該曲線是在電容與電阻之間變換的分段線性曲線，頻率范圍為1/R0 C0到1/[n(mn)kR0 C0]。該網(wǎng)絡(luò)頻率響應(yīng)可以近似為一個(gè)sa的分頻響應(yīng)網(wǎng)絡(luò)，其中a=lgm/lg(mn)[4]。隨著網(wǎng)絡(luò)級(jí)數(shù)的增加，低頻的電導(dǎo)交點(diǎn)會(huì)繼續(xù)下延。為得到更好的近似曲線，應(yīng)該使用較小的m與n和較大的k值，但這樣做會(huì)增加電路的復(fù)雜性與面積，這里采用m=n=k=2，則有a=1/2，這使得MPpa漏極的頻率響應(yīng)變?yōu)閟1/2，可以很好地避開增益凹陷。同時(shí)，按照前面的假設(shè)，并設(shè)R0=1/2gmp，高通截止頻率為gmp/C0，則C0只需要大于2.5 pF即可實(shí)現(xiàn)足夠的頻率補(bǔ)償。為節(jié)省面積，采用MOS管代替網(wǎng)絡(luò)中的電阻，整體電路如圖5所示。

3 仿真結(jié)果

　　電路采用CSMC 0.35 μm工藝，使用Cadence Spectre對(duì)設(shè)計(jì)的LDO進(jìn)行仿真。圖6為電源電壓變化下LDO電路在空載與滿載下的靜態(tài)電流，圖7為負(fù)載變化下的靜態(tài)電流，表1給出了整個(gè)LDO系統(tǒng)的性能仿真參數(shù)。

4 結(jié)論

　　本文設(shè)計(jì)了一種超低靜態(tài)功耗的LDO電路，正常工作下最大靜態(tài)電流為600 nA，最小靜態(tài)電流為350 nA，有效地提高了電源的工作效率，顯著延長(zhǎng)了工作時(shí)間。同時(shí)，本文采用一種新穎的分頻響應(yīng)網(wǎng)絡(luò)對(duì)電路進(jìn)行補(bǔ)償，在保證電路穩(wěn)定工作的基礎(chǔ)上盡可能降低了靜態(tài)功耗。本文設(shè)計(jì)的LDO采用0.35 μm標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝，輸入電壓為3.3 V～5 V，輸出電壓為3 V，最大負(fù)載電流為150 mA。

參考文獻(xiàn)

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