0 引言

    近年來，多旋翼無人機(jī)的研究和應(yīng)用范圍逐步擴(kuò)大，大部分無人機(jī)均采用無位置傳感器無刷直流電機(jī)作為其動(dòng)力基礎(chǔ)。無感無刷直流電機(jī)為外轉(zhuǎn)子結(jié)構(gòu)，通過驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)使螺旋槳高速旋轉(zhuǎn)。無刷直流電機(jī)主要分為兩種，一種是有霍爾位置傳感器控制，一種是無霍爾位置傳感器控制。有霍爾傳感器控制的無刷直流電機(jī)結(jié)構(gòu)相對(duì)復(fù)雜，可靠性差。無位置傳感器控制的直流電機(jī)適用場(chǎng)合廣，可靠性高，相對(duì)于有霍爾傳感器控制有較大優(yōu)勢(shì)。因此，現(xiàn)在多采用無位置傳感器控制。

    無刷直流電動(dòng)機(jī)的無位置傳感器控制中，沒有傳感器直接檢測(cè)出轉(zhuǎn)子位置，但在電動(dòng)機(jī)正常運(yùn)轉(zhuǎn)過程中，仍然需要轉(zhuǎn)子位置信號(hào)來控制電動(dòng)機(jī)換相。因此，如何獲得精準(zhǔn)的轉(zhuǎn)子位置信號(hào)并控制電機(jī)換相，成為無位置傳感器無刷直流電機(jī)控制的關(guān)鍵。當(dāng)前轉(zhuǎn)子獲取方法主要有反電動(dòng)勢(shì)三次諧波積分檢測(cè)法、磁鏈估計(jì)法、續(xù)流二極管檢測(cè)法、擴(kuò)展卡爾曼濾波法、反電動(dòng)勢(shì)過零檢測(cè)方法等。若使用DSP作為直流電機(jī)的主控芯片^[1-2]，因?yàn)镈SP具有強(qiáng)大的運(yùn)算處理能力，所以電機(jī)可以快速并精準(zhǔn)的啟動(dòng)與控制，但其成本較高，電路結(jié)構(gòu)也相對(duì)復(fù)雜，并且低速位置存在檢測(cè)誤差。

    本文提出了一種以反電勢(shì)過零檢測(cè)原理為基礎(chǔ)，采用三向六臂全控電橋驅(qū)動(dòng)電路，并采用復(fù)合型功率器件代替普通的MOSFET,控制模塊選取可靠性高、集成度高、控制功能強(qiáng)、低電壓低功耗的單片機(jī)C8051F500來實(shí)現(xiàn)，因此外圍電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，響應(yīng)速度快，可靠性高。并采取軟硬件結(jié)合啟動(dòng)與PWM速度控制方式，實(shí)現(xiàn)電機(jī)的啟動(dòng)與穩(wěn)定運(yùn)行^[3-4]，大大提高多旋翼無人機(jī)無刷直流電機(jī)的調(diào)速與控制功能。

1 反電勢(shì)過零檢測(cè)

    無位置傳感器無刷直流電機(jī)反電勢(shì)過零檢測(cè)法的基本原理為：電機(jī)定子繞組采用星形接法連接,檢測(cè)電樞繞組產(chǎn)生的梯形反電動(dòng)勢(shì)波。本系統(tǒng)采用三相電橋兩兩導(dǎo)通的控制方式，H_PWM_ON_L_ON(上橋臂的MOSFET進(jìn)行PWM調(diào)制，下橋臂的MOSFET恒通)調(diào)制方式，每相繞組正反向分別導(dǎo)通120°電角度，即每一瞬間有兩個(gè)功率管導(dǎo)通，每個(gè)60°電角度換相一次，然后通過檢測(cè)未導(dǎo)通相的反電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)，獲取轉(zhuǎn)子位置^[5]。永磁無刷直流電機(jī)三相繞組等效電路如圖1所示。

    U為相電壓，R為相電阻，i為相電流，L為定子繞組自感，M為定子繞組互感，e為相電勢(shì)，u_n為定子繞組中性點(diǎn)對(duì)地電壓，P為微分算子。則三相繞組的平衡表達(dá)式為：

    對(duì)于星形接法的三相直流無刷直流電機(jī)在兩相通電模式條件下，滿足式(2)，并且在反電動(dòng)勢(shì)波形過零附近，導(dǎo)通兩相反電動(dòng)勢(shì)絕對(duì)值大小相等符號(hào)相反。所以上三式相加可得：

    因此，當(dāng)懸空相繞組端端電壓與中性點(diǎn)電壓進(jìn)行比較進(jìn)而獲取轉(zhuǎn)子繞組反電勢(shì)過零時(shí)刻。

    取電動(dòng)機(jī)正常工作狀態(tài)，增加轉(zhuǎn)子位置在T0時(shí)刻的狀態(tài)，并細(xì)化轉(zhuǎn)子位置的變化過程，得到如圖2所示的轉(zhuǎn)子位置與反向電動(dòng)勢(shì)的相互關(guān)系。

    在P1時(shí)刻，電流從A相繞組流入，C相繞組流出，此時(shí)線圈AA′受到一個(gè)逆時(shí)針方向的電磁力，同時(shí)轉(zhuǎn)子受到順時(shí)針方向的作用力。在同一時(shí)刻，CC′也會(huì)作用于轉(zhuǎn)子，使其受到順時(shí)針方向的作用力，并且由于B相繞組切割磁力線，產(chǎn)生負(fù)的反向電動(dòng)勢(shì)。當(dāng)轉(zhuǎn)子順時(shí)針轉(zhuǎn)過30°電角度后在T0時(shí)刻，B相繞組運(yùn)動(dòng)方向與磁力線平行，反向電動(dòng)勢(shì)為零，產(chǎn)生過零信號(hào)。當(dāng)轉(zhuǎn)子繼續(xù)轉(zhuǎn)過30°電角度后到達(dá)P2時(shí)刻便是換相時(shí)刻，控制電流由從B相繞組流入，C相繞組流出，如此循環(huán)往復(fù)。但是由于三相全橋的噪聲過大導(dǎo)致?lián)Q相時(shí)電動(dòng)機(jī)繞組有續(xù)流過程，這將導(dǎo)致雜散噪聲干擾電路的換相信號(hào)，干擾換相的準(zhǔn)確性^[6-7]。所以為了優(yōu)化換向系統(tǒng)我們采用延時(shí)換相，即延時(shí)避開繞組電感續(xù)流過程再檢測(cè)過零點(diǎn)。

    為了優(yōu)化驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)，采用三相電橋取代原有的H橋，然后構(gòu)建升力測(cè)試實(shí)驗(yàn)平臺(tái)，實(shí)驗(yàn)平臺(tái)的輸出通過TDS2014C示波器實(shí)時(shí)顯示，可測(cè)得相同占空比下通過H橋和三相電橋驅(qū)動(dòng)的旋翼產(chǎn)生的升力，實(shí)驗(yàn)結(jié)果如圖3(a)和3(b)所示。

    從圖3(a)和3(b)可看出，相同占空比下采用三相電橋驅(qū)動(dòng)的電機(jī)產(chǎn)生的升力是H橋升力的近兩倍。

2 直流電機(jī)總體結(jié)構(gòu)

    如圖4所示，無位置傳感器無刷電機(jī)可以分為4個(gè)模塊：直流電源模塊高效率DC-DC，控制模塊C8051F500單片機(jī)，驅(qū)動(dòng)模塊IR2101驅(qū)動(dòng)陣列，反電勢(shì)檢測(cè)模塊。電源模塊充分考慮電池瞬間高壓、瞬間浪涌電流的情況，在保證耐壓值高、過電流強(qiáng)的前提下用DC-DC代替LDO電源?？刂颇K選取可靠性高、集成度高、控制功能強(qiáng)、低電壓低功耗的MCU，搭建通信迅速準(zhǔn)確、控制實(shí)時(shí)無誤的控制器。采用三組全控電橋驅(qū)動(dòng)方式，能夠高速地驅(qū)動(dòng)電機(jī)換向運(yùn)行。

3 硬件系統(tǒng)優(yōu)化

3.1 端電壓檢測(cè)電路優(yōu)化

    端電壓檢測(cè)電路如圖5所示。作為整個(gè)硬件設(shè)計(jì)的核心，端電壓檢測(cè)電路將檢測(cè)到的三路反電勢(shì)延遲信號(hào)的過零點(diǎn)信號(hào)直接傳輸?shù)組CU中，待轉(zhuǎn)子轉(zhuǎn)過30°電角度后MCU通過I/O口發(fā)出相應(yīng)的控制字改變PWM信號(hào)的值，從而改變直流電機(jī)中的功率MOSFET管的兩兩導(dǎo)通順序，進(jìn)而控制直流電機(jī)的轉(zhuǎn)速與方向，使電機(jī)穩(wěn)定運(yùn)行并快速響應(yīng)。

3.2 電源模塊優(yōu)化

    本系統(tǒng)采用的主控是C8051F500單片機(jī)，它的工作電壓為3.3 V。驅(qū)動(dòng)模塊采用的是TI公司的IR2101，它的工作電壓是12 V。并且提供的電源電壓為24 V。為了向整個(gè)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)提供一個(gè)混合電壓系統(tǒng)。我們采用TI公司的MAX16910CASA芯片作為核心，設(shè)計(jì)出高效率降壓DC-DC電源模塊代替原有的的低電壓差線性穩(wěn)壓器（LDO）電源模塊分別給單片機(jī)與IR2101使電源模塊得到優(yōu)化從而為整個(gè)系統(tǒng)提供更穩(wěn)定，更可靠的電源。其典型電路如圖6所示。

3.3 驅(qū)動(dòng)模塊IR2101陣列優(yōu)化

    為了保證三相全橋的效率，全部采用N通道MOSFET 三相全控橋陣列。單片機(jī)直接輸出的PWM控制信號(hào)不足以驅(qū)動(dòng)功率管的通斷。要在MCU控制信號(hào)與功率電路之間加上驅(qū)動(dòng)電路。本系統(tǒng)用三個(gè)IR2101替代原有的單個(gè)IR2136已達(dá)到優(yōu)化驅(qū)動(dòng)模塊的目的，采用三個(gè)IR2101后電路更簡(jiǎn)單，簡(jiǎn)化了邏輯電路對(duì)功率器件的要求，可靠性明顯提高。

3.4 功率管優(yōu)化

    本系統(tǒng)之前采用的是三個(gè)P型MOSFET與三個(gè)N型MOSFET結(jié)合使用作為三相電橋的開關(guān)器件，但由于P型MOSFET的阻抗較大，響應(yīng)速率相對(duì)較慢，故為了優(yōu)化開關(guān)器件本系統(tǒng)采用6個(gè)PSMN5R5功率MOSFET管作為開關(guān)器件。通過對(duì)比實(shí)驗(yàn)，可以明顯看出采用全N型MOSFET的響應(yīng)速率明顯快于原有的3個(gè)N型與三個(gè)P型結(jié)合的電橋。驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)實(shí)物圖如圖7所示。

4 實(shí)驗(yàn)結(jié)果及分析

    實(shí)驗(yàn)平臺(tái)：350 W無刷無位置傳感器直流電機(jī)，1 GHz、5 GSA/s TDS2014C示波器，DFY儀表電源箱，電機(jī)驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)模塊，實(shí)體飛行器。

    將原有驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)與優(yōu)化后驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)分別安裝到飛行器的兩個(gè)臂上，進(jìn)行轉(zhuǎn)速測(cè)量與響應(yīng)速率測(cè)量。通過DSP主控同時(shí)對(duì)優(yōu)化前后的驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)輸入相同PWM信號(hào)，通過旋翼轉(zhuǎn)速變換的快慢可以測(cè)出響應(yīng)速率的相應(yīng)情況。

    圖8為旋翼轉(zhuǎn)速對(duì)比實(shí)驗(yàn)結(jié)果，X軸是時(shí)間，Y軸是轉(zhuǎn)速，藍(lán)色曲線是原有驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)旋翼轉(zhuǎn)速隨時(shí)間變化而變化的曲線；綠色曲線則是優(yōu)化后系統(tǒng)旋翼轉(zhuǎn)速隨時(shí)間變化曲線。從圖中數(shù)據(jù)可看出優(yōu)化后系統(tǒng)響應(yīng)速率提高了10%，旋翼轉(zhuǎn)速提高了10%。

    圖9為給定轉(zhuǎn)速為2 000 r/min時(shí)電機(jī)帶載的反向電動(dòng)勢(shì)波形圖，可以看出反向電動(dòng)勢(shì)過零點(diǎn)附近有很好的單調(diào)性，持續(xù)時(shí)間長(zhǎng)，可以很好地避免誤過零現(xiàn)象。

    直流電機(jī)正常運(yùn)行時(shí)，實(shí)測(cè)直流電機(jī)A相端電壓的波形如圖10所示。從圖10(a)中可看出，從0.46 ms～2.64 ms期間三相全控電橋總價(jià)換相六次，為一個(gè)完整的電周期。在0.47 ms～0.83 ms為電周期的第一扇區(qū)，下橋臂B相恒通，上橋臂C相PWM調(diào)制。端電壓不僅時(shí)刻與調(diào)制信號(hào)保持同步，而且六個(gè)扇區(qū)的時(shí)間間隔在每一個(gè)電周期都是均勻的。結(jié)合圖10(b)與圖10(c)表明驅(qū)動(dòng)電路板占空比與電周期成反比與轉(zhuǎn)速成正比，同時(shí)每個(gè)電周期內(nèi)六個(gè)扇區(qū)的時(shí)間間隔均勻，端電壓輸出波形受控于全控電橋電路的調(diào)制信號(hào)。通過實(shí)際裝機(jī)證實(shí)本文所研究驅(qū)動(dòng)板可以驅(qū)動(dòng)無刷無感直流電機(jī)正常運(yùn)行，并且為無人機(jī)的飛行提供足夠動(dòng)力。

5 結(jié)論

    經(jīng)過理論分析與實(shí)驗(yàn)驗(yàn)證，以六個(gè)N型MOSFET功率管為核心，基于三相全控電橋PWM控制的驅(qū)動(dòng)電路，直流電機(jī)的響應(yīng)速率提高了10%，提高了換相的準(zhǔn)確性，旋翼升力提高了50%，使電機(jī)的效率達(dá)到預(yù)期水平。驅(qū)動(dòng)系統(tǒng)整體可靠性明顯提高，能夠更好的滿足多旋翼無人機(jī)的實(shí)際應(yīng)用要求。

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