0 引言

　　超聲波測距系統(tǒng)以其對外界環(huán)境如霧霾天氣、沙塵暴天氣、雨雪天氣等的高適應(yīng)性而占據(jù)了絕大多數(shù)的汽車倒車?yán)走_(dá)市場。傳統(tǒng)的超聲波換能器中心頻率為40 kHz[1]，傳統(tǒng)的濾波器以及包絡(luò)檢測設(shè)計(jì)為RC阻容耦合電路的硬件電路實(shí)現(xiàn)[2]，但是RC硬件電路存在不穩(wěn)定性。數(shù)字濾波、數(shù)字提取包絡(luò)相對于傳統(tǒng)的模擬濾波和硬件提取包絡(luò)來說，不僅省去了復(fù)雜的電路設(shè)計(jì)，而且處理信號的精確度和穩(wěn)定性也都有大幅度提高。國防科技大學(xué)對回波處理算法進(jìn)行了細(xì)致的研究[3-4]，其主體思路是利用偽隨機(jī)序列的相關(guān)運(yùn)算進(jìn)行處理，考慮到相關(guān)運(yùn)算中FFT等運(yùn)算的復(fù)雜性以及500 μs的碼元長度，其并不適用于短量程的嵌入式測距系統(tǒng)。北京科技大學(xué)采用了基于能量重心法和最小二乘法的橢圓中心算法處理回波[5]，雖然精度控制在0.2%，但是復(fù)雜的運(yùn)算必須結(jié)合上位機(jī)才可以實(shí)現(xiàn)。國內(nèi)還有很多關(guān)于高精度超聲波測距系統(tǒng)的研究[6-8]，但是并未提及信號處理的具體實(shí)現(xiàn)方案。針對以上設(shè)計(jì)的不足，提出了一種新型的應(yīng)對嵌入式系統(tǒng)的超聲波測距五步算法，在數(shù)字濾波的基礎(chǔ)上采用一種新型的包絡(luò)檢測方式，同時(shí)在數(shù)據(jù)處理方面采用了新型的點(diǎn)跡計(jì)算法來計(jì)算回波峰值點(diǎn)。

1 超聲波測距系統(tǒng)框架

　　系統(tǒng)框圖如圖1所示，實(shí)驗(yàn)采用主控為基于Cortex-M4的ARM芯片。系統(tǒng)的工作流程為：主控芯片通過發(fā)出已被編碼的正負(fù)互補(bǔ)的PWM波形，促使驅(qū)動放大器模塊輸出幅值放大的正弦波。并通過中周模塊的穩(wěn)頻，驅(qū)動超聲波換能器發(fā)出中心頻率為40 kHz的超聲波。當(dāng)超聲波遇到障礙物時(shí)返回，經(jīng)過前置放大電路的放大后，進(jìn)入ADC模塊進(jìn)行數(shù)模轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換出的信號通過本文設(shè)計(jì)的數(shù)字通路后被解碼，從而被CPU處理。

圖1  系統(tǒng)框架圖

　　距離可以通過式(1)計(jì)算：

　　式中，s為障礙物到探頭的距離，v為空氣中的聲速，T近似為超聲波在空氣中的傳播時(shí)間，近似程度由算法的延時(shí)決定。

2 超聲波測距DSP模塊設(shè)計(jì)

　　超聲波數(shù)字通路處理從ADC的輸出信號開始，實(shí)際的數(shù)字信號處理模塊設(shè)計(jì)如圖2所示。

圖2  五步算法框架

　　DSP模塊的五步算法處理流程：從ADC的輸出信號經(jīng)過數(shù)字帶通濾波器，可以濾除由于在空氣中傳播而摻雜的高斯噪聲。為了避免包絡(luò)檢測的正負(fù)抵消，需加入整流器，整流器的輸出需要經(jīng)過峰值提取器，提取采樣信號的包絡(luò)，以計(jì)算準(zhǔn)確的回波到達(dá)時(shí)間以及中斷觸發(fā)時(shí)間。由于1 MHz的采樣率不適用于計(jì)算機(jī)對數(shù)據(jù)的運(yùn)算，則需要一個(gè)下采樣模塊來降低采樣率滿足計(jì)算機(jī)的需求。下采樣模塊的輸出信號需經(jīng)過數(shù)字低通濾波器來濾除高頻噪聲。

　　2.1 IIR數(shù)字帶通濾波器的設(shè)計(jì)

　　基于MATLAB的IIR數(shù)字濾波器的設(shè)計(jì)有多種方式，經(jīng)過反復(fù)實(shí)驗(yàn)，在最大程度節(jié)約開發(fā)成本、保證濾波效果的情況下，確定濾波器的階數(shù)設(shè)定為2，采用模擬濾波器通過雙線性變換法轉(zhuǎn)數(shù)字濾波器。為了方便ARM內(nèi)核的移植，同時(shí)考慮到倒車?yán)走_(dá)用戶不需要使用C來設(shè)計(jì)濾波器，結(jié)合實(shí)際工程需要，利用MATLAB軟件開發(fā)與設(shè)計(jì)濾波器，得到濾波器的傳遞函數(shù)參數(shù)，然后再將MATLAB中的filter函數(shù)利用C設(shè)計(jì)實(shí)現(xiàn)，即可以達(dá)到事半功倍的效果。圖3所示為超聲波回波信號與帶通濾波器的輸出，可以看出對于高斯噪聲的抑制效果優(yōu)良。

圖3  回波信號及帶通濾波器輸出

　　2.2 整流器的設(shè)計(jì)

　　由于數(shù)字信號后期會進(jìn)行包絡(luò)檢測，當(dāng)超聲波的接收波形分布在X軸的上下側(cè)，檢測出的包絡(luò)會正負(fù)抵消，則無法實(shí)現(xiàn)預(yù)期的結(jié)果。這里的整流器可近似為一個(gè)二極管的作用，使處于X軸負(fù)半軸的信號屏蔽，以利于后期的包絡(luò)檢測處理。程序上可以通過將X軸下方的數(shù)據(jù)均賦0來實(shí)現(xiàn)。

　　2.3 包絡(luò)檢測器的設(shè)計(jì)

　　在超聲波測距系統(tǒng)中，由于超聲波的衰減以及超聲波換能器壓電陶瓷在壓電轉(zhuǎn)換過程中的慣性滯后導(dǎo)致超聲波的回波信號被拓寬，使得回波到達(dá)時(shí)間點(diǎn)不確定，同時(shí)由于傳統(tǒng)設(shè)計(jì)的比較器閾值固定，增大了誤差的發(fā)生幾率，所以包絡(luò)峰值檢測在判斷飛越時(shí)間的過程中起著重要作用。通過MATLAB提供的庫函數(shù)可以方便地提取包絡(luò)，但是MATLAB庫函數(shù)用C語言很難實(shí)現(xiàn)，而且過于頻繁的乘加運(yùn)算和FFT運(yùn)算會增大工程算法的延時(shí)，對超聲波測距帶來不利影響,且不便于移植。

　　峰值提取新算法是利用C語言實(shí)現(xiàn)峰值檢測，其理論依據(jù)為移位算法。如果峰值提取器的輸入大于先前的峰值提取器的輸出，則峰值提取器的輸出被更新，其理論框圖如圖4所示。

圖4  峰值提取算法示意圖

　　其中x是峰值提取器的輸入，k是步長，y為輸出。在波形上升部分，包絡(luò)可以很好地提取，其技術(shù)難點(diǎn)在波形的下降部分。因?yàn)樵撍惴ㄖ粚Ρ惹耙粩?shù)據(jù)值更新，而對于過峰值后，波形的包絡(luò)無法被該算法更新則為一條直線。考慮到短延時(shí)的存在并不過多地影響最終的時(shí)間檢測，所以允許包絡(luò)相對于峰值點(diǎn)有一定的延遲。

　　對下降部分單獨(dú)分析，需結(jié)合下采樣器的功能：對峰值提取器進(jìn)行復(fù)位清0，同時(shí)生成輸出。峰值提取器的輸出是在下采樣器中的定時(shí)器到達(dá)預(yù)定值后生成輸出，即輸出為峰值點(diǎn)后，再對該輸出清零繼續(xù)進(jìn)行后面的比較。下采樣器中的計(jì)數(shù)器的預(yù)定值，本質(zhì)上就是下采樣的頻率縮小為原始輸入頻率的1/DS，DS亦為每2個(gè)輸出點(diǎn)之間的采樣間隔。該算法的仿真結(jié)果如圖5所示，可見包絡(luò)提取滿足工程設(shè)計(jì)的需要，且節(jié)約了設(shè)計(jì)成本和減少了運(yùn)算延遲。結(jié)果顯示有少許的相位差，可以通過實(shí)際測距過程中的測量統(tǒng)計(jì)來糾正。

圖5  峰值包絡(luò)檢測的新算法仿真

　　2.4 下采樣器的設(shè)計(jì)

　　一個(gè)樣值序列間隔幾個(gè)樣值取樣一次，這樣得到的新序列就是原序列的下采樣。采樣率變化主要是由于信號處理的不同模塊有不同的采樣率要求。下采樣相對于最初的連續(xù)時(shí)間信號而言，為了防止頻譜混疊要滿足采樣定理，此方案設(shè)計(jì)已將下采樣模塊與峰值提取模塊進(jìn)行融合和互補(bǔ)控制，通過下采樣模塊可以使最后信號的采樣率與符號速率相等。這樣處理獲得的信噪比增益會大幅度提高。下采樣方便了后面的低通濾波器的設(shè)計(jì)，這是相輔相成的。為了迎合低通濾波器的處理效果，經(jīng)過反復(fù)實(shí)驗(yàn)分析，下采樣寄存器的最佳允許值范圍為25~50。

　　2.5 IIR數(shù)字低通濾波器的設(shè)計(jì)

　　IIR數(shù)字低通濾波器的設(shè)計(jì)與帶通濾波器一致，本文設(shè)計(jì)的低通濾波器階數(shù)為1，可以滿足實(shí)際工程應(yīng)用需求。從ADC出來的信號為幅度變化的高頻信號，雖然發(fā)射的波形為等幅波形，但是在超聲波信號的傳輸過程中受到噪聲的干擾，產(chǎn)生了很多的高頻噪聲分量，導(dǎo)致接收到的信號為幅度變化的高頻波。由于高頻回波信號的包絡(luò)為低頻分量，加入低通濾波器可以濾去高頻處的噪聲，同時(shí)也可以濾除由于帶通濾波器拓寬帶寬而帶來的噪聲。低通濾波輸出亦為五步算法綜合輸出，其輸出圖以及頻譜對比圖如圖6所示，可以看出算法的平臺通用性和可移植性。

(a)低通濾波器輸出

(b)C輸出的頻譜

(c)MATLAB輸出的頻譜

　　2.6 輸出數(shù)據(jù)的處理

　　對于輸出數(shù)組的處理，采用一種新型的結(jié)合下采樣點(diǎn)跡的方式來計(jì)算超聲波的渡越時(shí)間，這種方法可以避開定時(shí)器的使用，節(jié)約了硬件資源，避免了由比較器的誤觸發(fā)而導(dǎo)致定時(shí)器中斷的干擾。同時(shí)由于數(shù)據(jù)處理的延時(shí)與渡越時(shí)間的測量是一對矛盾體，為了提高系統(tǒng)精度，五步算法傳遞的數(shù)據(jù)均為浮點(diǎn)數(shù)，對于不同的回波數(shù)據(jù)值，ADC以及五步算法的軟件延時(shí)累積誤差會達(dá)到30 μs左右，所以利用點(diǎn)跡計(jì)算的方式實(shí)現(xiàn)了時(shí)間測量與系統(tǒng)軟件延時(shí)的有效分離。

　　算法處理方式如下：在低通濾波輸出后，得到的包絡(luò)數(shù)據(jù)被保存于數(shù)組中，可以結(jié)合傳統(tǒng)的閾值處理以及回波包絡(luò)的對稱性找到回波數(shù)據(jù)中的峰值點(diǎn)，利用該峰值點(diǎn)在數(shù)組中的位置，同時(shí)根據(jù)下采樣的周期t_per計(jì)算出超聲波發(fā)射與接收的時(shí)間差。由于五步算法的相位差以及系統(tǒng)硬件的延遲與待測距離無關(guān)，為固定值，所以通過板級實(shí)驗(yàn)可以測試出總體的時(shí)延，在計(jì)算實(shí)際距離時(shí)將誤差減去即可。

　　假設(shè)找到的峰值點(diǎn)為數(shù)組中的第N點(diǎn)，板級實(shí)驗(yàn)測試的總體時(shí)延為t_dly，則超聲波發(fā)送與接收時(shí)間差T為：

　　將T代入式(1)，再加上溫度傳感器的補(bǔ)償反饋，即可實(shí)現(xiàn)測距目的。

　　2.7 測距算法的板級實(shí)驗(yàn)

　　為了測試所設(shè)計(jì)的五步算法的可行性，在自主設(shè)計(jì)的ARM超聲波測試板中進(jìn)行了板級實(shí)驗(yàn)。

　　通過超聲波測距系統(tǒng)的量程（20 cm～5 m）固定距離,并以60 cm步進(jìn)，分別使用本文設(shè)計(jì)的數(shù)字通路五步算法和傳統(tǒng)經(jīng)典的互相關(guān)時(shí)延算法進(jìn)行了測距性能的對比，測試結(jié)果如表1所示。可以看出，在同等測試環(huán)境下，由于碼元長度的限制以及包絡(luò)提取、信道噪聲的影響，互相關(guān)算法在近距離時(shí)出現(xiàn)了較大的誤差，相比之下本文算法的精確度更高。

3 結(jié)論

　　本文采用全數(shù)字化的五步算法實(shí)現(xiàn)對超聲波回波信號的處理，通過MATLAB與C程序輸出的對比與分析可知，設(shè)計(jì)方案合理，且便于對嵌入式主控的移植。相對于傳統(tǒng)的硬件模擬RC處理電路的設(shè)計(jì)，本文設(shè)計(jì)的方案具有更高的穩(wěn)定性與實(shí)時(shí)性，通過與互相關(guān)時(shí)延算法實(shí)驗(yàn)比對，本文的測距算法方案具有更高的精度，且更適用于實(shí)際工程的應(yīng)用。

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