0 引言

    寬帶掃頻源和頻率合成器是大多數(shù)電子系統(tǒng)必不可少的組成部分，更是無(wú)線通信系統(tǒng)的核心。其中寬帶壓控振蕩器(VCO)是寬帶頻率源的關(guān)鍵模塊。近年來(lái)，隨著集成無(wú)線通信系統(tǒng)的迅猛發(fā)展，對(duì)芯片內(nèi)VCO 的指標(biāo)需求越來(lái)越高，寬帶VCO成為射頻芯片開發(fā)領(lǐng)域的一大研究熱點(diǎn)。恒定的壓控增益可以讓LC VCO 在PLL中表現(xiàn)出更好的性能，提高PLL的工作穩(wěn)定性；此外，為了滿足應(yīng)用越來(lái)越被廣泛的微型以及便攜性設(shè)備的需求，LC VCO的低功耗設(shè)計(jì)也一直是一個(gè)重要的被關(guān)注點(diǎn)。本文采用SMIC 0.18 μm Mixed Signal CMOS工藝設(shè)計(jì)了高性能的寬帶LC壓控振蕩器，主要設(shè)計(jì)思路包括：

    (1)采用模擬式振幅負(fù)反饋的方式，通過(guò)模擬電路實(shí)現(xiàn)對(duì)偏置電流的負(fù)反饋控制，從而有效地在控制LC VCO電路功耗的同時(shí)，實(shí)現(xiàn)在不同的調(diào)諧頻帶和頻率調(diào)諧控制電壓的設(shè)置下輸出振蕩信號(hào)的幅度相同。

    (2)采用通過(guò)數(shù)字控制的單刀雙擲開關(guān)控制可變電容陣列的調(diào)諧，同時(shí)對(duì)固定電容單元進(jìn)行開關(guān)的方法，實(shí)現(xiàn)了在寬頻率調(diào)諧范圍內(nèi)、不同頻帶的電壓調(diào)諧曲線的壓控增益更加一致，并且所有相鄰頻帶之間的頻率間隔近似相等的壓控增益曲線。

1 電路設(shè)計(jì)

1.1 模擬式振幅負(fù)反饋控制

    在寬帶LC VCO的設(shè)計(jì)中，功耗的控制以及不同頻率輸出信號(hào)的振蕩幅度變化是一個(gè)需要重視的問(wèn)題。本設(shè)計(jì)采取模擬式振幅負(fù)反饋控制的方式來(lái)調(diào)整LC VCO核心電路的電流大小。通過(guò)調(diào)節(jié)偏置電流大小的方法，使得LC VCO輸出振蕩信號(hào)在整個(gè)輸出頻率范圍內(nèi)擁有較為一致的幅度，并降低振蕩穩(wěn)定時(shí)電路的功耗。同時(shí)，該結(jié)構(gòu)在振蕩器起振階段可以提供較大的偏置電流，保證其在不同的工藝角和溫度下都能夠快速有效地起振。通過(guò)增大起振階段的偏置電流，LC VCO起振時(shí)所需要的正反饋增益得到了增大，因此適當(dāng)減小差分交叉耦合對(duì)管的尺寸仍可以保證滿足巴克豪森準(zhǔn)則。減小差分交叉耦合對(duì)管的尺寸可以降低其柵極等效電容對(duì)諧振網(wǎng)絡(luò)的影響，使LC VCO可以達(dá)到更高的輸出頻率。

    圖1給出了本設(shè)計(jì)LC VCO的模擬式振幅負(fù)反饋電流控制結(jié)構(gòu)示意圖。該結(jié)構(gòu)形成了一個(gè)自動(dòng)幅度控制環(huán)路，包括高頻全波整流模塊(由MOS管M7、M8和電阻R2、R3構(gòu)成)、低通濾波模塊(或稱為積分模塊，由電阻R1和電容C1構(gòu)成)以及壓控電流源(由MOS管M1、M2和M9構(gòu)成)。電路初始階段，通過(guò)設(shè)置偏置電壓V_ref使M7和M8截止，電容C1上沒(méi)有電量的積累，M9的柵極電壓通過(guò)電阻R1和R2接地為零，此時(shí)其柵-源偏置電壓最大，使得產(chǎn)生的電流最大。該電流通過(guò)M2和M1構(gòu)成的電流鏡給LC VCO的核心電路提供大的電路，以促使LC VCO起振。當(dāng)LC VCO振蕩建立，振蕩幅度逐漸增加以后，振蕩幅度不斷增大，導(dǎo)致M7和M8在振蕩周期內(nèi)的一段時(shí)間可以開啟，高頻全波整流模塊形成導(dǎo)通電流對(duì)電容C1充電，并且使得電阻R2非接地端的平均電壓增加，M9的柵端電壓升高。此時(shí)，M9的柵-源偏置電壓降低，產(chǎn)生的電流減小，從而會(huì)導(dǎo)致通過(guò)電流鏡鏡像注入LC VCO核心電路的電流降低。最終的注入電流大小和輸出信號(hào)的振蕩幅度到達(dá)一個(gè)平衡點(diǎn)，兩者都不再變化。當(dāng)高頻全波整流模塊的工作速度足夠的情況下，在LC VCO的整個(gè)輸出頻率范圍內(nèi)，這個(gè)平衡點(diǎn)的狀態(tài)都是一致的，由電路的結(jié)構(gòu)和各個(gè)器件的尺寸決定。因而在LC VCO的整個(gè)輸出頻率范圍內(nèi)，輸出的振蕩幅度可以保持一致。

1.2 雙控制電容陣列結(jié)構(gòu)

    本設(shè)計(jì)的LC VCO采用圖2所示的可變電容單元和固定電容單元同時(shí)由數(shù)字控制的陣列結(jié)構(gòu)來(lái)獲得不同的電壓調(diào)諧頻帶。其中可變電容陣列采用之前所述的可變電容單元結(jié)構(gòu)作為基礎(chǔ)單元，由如圖3所示的單刀雙擲開關(guān)進(jìn)行狀態(tài)切換控制。單刀雙擲開關(guān)控制可變電容陣列中可變電容單元的壓控調(diào)諧控制端在環(huán)路濾波器電壓和電源電壓之間進(jìn)行切換。當(dāng)可變電容的壓控調(diào)諧控制端接在固定電位的電源電壓上時(shí)，可以將可變電容單元視為一個(gè)電容值較小的固定電容。固定電容單元和可變電容單元為一一對(duì)應(yīng)的狀態(tài)，其開關(guān)控制和單刀雙擲開關(guān)的數(shù)字控制相對(duì)應(yīng)：當(dāng)單刀雙擲開關(guān)接環(huán)路濾波器電壓時(shí)，可變電容單元可調(diào)諧，固定電容單元的MOS開關(guān)打開，接入諧振回路；當(dāng)單刀雙擲開關(guān)接環(huán)電源電壓時(shí)，可變電容單元不可調(diào)諧，固定電容單元的MOS開關(guān)關(guān)閉，不接入諧振回路；通過(guò)對(duì)可變電容單元和固定電容單元內(nèi)可變電容和固定電容進(jìn)行尺寸優(yōu)化，寬帶LC VCO可以實(shí)現(xiàn)不同調(diào)諧頻帶內(nèi)恒定的壓控增益以及調(diào)諧頻帶之間相等的頻率間隔。

    為了得到寬的壓控調(diào)諧范圍，將本設(shè)計(jì)的LC VCO共分為了16個(gè)頻帶。當(dāng)LC VCO工作在第1個(gè)，即最高的頻帶時(shí)，只將一路可變電容單元的壓控調(diào)諧控制端接環(huán)路濾波器電壓，同時(shí)打開其對(duì)應(yīng)的固定電容單元的MOS開關(guān)使其接入諧振回路。其他15個(gè)可變電容單元的壓控調(diào)諧控制端接電源電壓，同時(shí)使它們對(duì)應(yīng)的固定電容單元的MOS開關(guān)關(guān)斷。以此類推，當(dāng)LC VCO工作在第n個(gè)頻帶時(shí)，將n路可變電容單元的壓控調(diào)諧控制端接環(huán)路濾波器電壓，同時(shí)打開其對(duì)應(yīng)的固定電容單元的MOS開關(guān)使其接入諧振回路，其他16-n個(gè)可變電容單元的壓控調(diào)諧控制端接電源電壓，同時(shí)使它們對(duì)應(yīng)的固定電容單元的MOS開關(guān)關(guān)斷。為了避免固定電容接入較多時(shí)，造成頻帶內(nèi)的壓控增益相對(duì)較低的問(wèn)題，本設(shè)計(jì)采用通過(guò)增加此時(shí)接入的可變電容的大小的方法來(lái)提高該頻帶的壓控增益，使得每條頻帶的壓控增益基本保持一致；進(jìn)一步地，通過(guò)計(jì)算調(diào)制固定電容和可變電容的大小，可以在頻帶切換時(shí)保證相鄰子帶之間的頻率間隔的一致。

    下面給出當(dāng)需要切換不同的頻帶時(shí)，電容陣列中需要的固定電容和可變電容大小取值的計(jì)算方法。根據(jù)設(shè)計(jì)指標(biāo)中最高頻率的子帶的中心振蕩頻率F_MAX和最低頻率的子帶的中心振蕩頻率F_MIN以及相鄰頻率子帶的頻率間隔Δf，可以知道需要的可變電容單元的數(shù)量為：

2 版圖和仿真

    在確定了電容陣列的結(jié)構(gòu)和內(nèi)部器件參數(shù)取值之后，可以通過(guò)譯碼器用4位控制字D₃D₂D₁D₀的組合分別對(duì)應(yīng)16條頻率子帶，D₃D₂D₁D₀二進(jìn)制的數(shù)值從低到高的變化分別對(duì)應(yīng)中心頻率從高到低變化的頻率子帶。采用譯碼器的主要目的是減少數(shù)字控制端的位數(shù)，從而節(jié)約芯片端口或者數(shù)字寄存器的數(shù)量。本文采用了SMIC 0.18 μm RF CMOS工藝進(jìn)行電路和版圖的設(shè)計(jì)，圖4給出了本設(shè)計(jì)的版圖。

    圖5給出了當(dāng)控制字D₃D₂D₁D₀=0000，LC VCO切換至頻率最高的子帶，并設(shè)V_tune=1 V時(shí)的瞬態(tài)波形仿真結(jié)果。從仿真結(jié)果可以看到，振蕩器的振蕩信號(hào)的峰峰值為1.03 V。

    通過(guò)數(shù)字控制切換頻率子帶，仿真所得的各個(gè)子帶內(nèi)的壓控增益曲線如圖6所示。從圖6中可以看到，通過(guò)對(duì)可變電容陣列的結(jié)構(gòu)以及參數(shù)的優(yōu)化，本設(shè)計(jì)的LC VCO在2.15 GHz～3.03 GHz的寬頻率范圍內(nèi)實(shí)現(xiàn)了較為恒定的頻帶內(nèi)壓控增益和頻帶之間的頻率間隔。所有的頻帶中，壓控增益在70 MHz/V～80 MHz/V之間，且具有很高的線性度。相鄰頻帶之間的間隔穩(wěn)定在40 MHz～50 MHz之間，并且有很大的頻率重疊，這樣就可以確保本設(shè)計(jì)的寬帶LC VCO在采用了自動(dòng)頻率控制(AFC)的鎖相環(huán)頻率綜合器中能夠覆蓋調(diào)諧范圍內(nèi)的所有頻率，并且使PLL的自動(dòng)控制工作狀態(tài)穩(wěn)定可靠，同時(shí)具有很好的參考雜散抑制能力。

    圖7給出了當(dāng)設(shè)置控制字D₃D₂D₁D₀=0000、壓控調(diào)諧電壓V_tune為0.9 V時(shí)的相位噪聲仿真結(jié)果。仿真所得的相位噪聲為：-97.5 dBc/Hz@100 kHz，-120.0 dBc/Hz@1 MHz，-140.5 dBc/Hz@10 MHz。表1給出了在不同控制字下，V_tune為0.9 V時(shí)，在1 MHz頻偏處的相位噪聲的具體數(shù)值。從給出的仿真結(jié)果可以看到，本設(shè)計(jì)的LC VCO在其輸出頻率范圍內(nèi)的相位噪聲在-123 dBc/Hz@1 MHz～-120 dBc/Hz@1 MHz之間。

    表2給出了本設(shè)計(jì)的寬帶LC VCO的仿真結(jié)果匯總表。從仿真結(jié)果可以看出，本設(shè)計(jì)的LC VCO的壓控增益在全部覆蓋頻率范圍內(nèi)的變化很小，具有良好的線性度。

    式(4)給出了當(dāng)前廣泛采用的衡量VCO的性能指標(biāo)的品質(zhì)因數(shù)FoM(Figure of Merit)的表達(dá)式：

式中，f₀代表振蕩器輸出振蕩信號(hào)的頻率，f_offset代表偏離輸出振蕩信號(hào)頻率的頻偏量，L(f_offset)代表頻偏處的相位噪聲大小，P_dc代表振蕩器電路消耗的功率。根據(jù)式(4)，表3給出了本設(shè)計(jì)的LC VCO的性能指標(biāo)與其他文獻(xiàn)的對(duì)比，從中可以看出，本設(shè)計(jì)的LC VCO具有良好的綜合性能。

3 總結(jié)

    本文采用SMIC 0.18 μm CMOS工藝設(shè)計(jì)了恒定壓控增益的寬帶LC VCO。采用模擬式振幅負(fù)反饋的方式，通過(guò)模擬電路實(shí)現(xiàn)對(duì)偏置電流的負(fù)反饋控制，既控制了功耗，同時(shí)實(shí)現(xiàn)了不同振蕩頻率信號(hào)的幅度相等?？紤]到壓控調(diào)諧線性度和頻帶間隔對(duì)AFC控制的PLL工作可靠性以及參考雜散抑制的影響，采用了數(shù)位雙控制電容陣列結(jié)構(gòu)以實(shí)現(xiàn)恒定的壓控增益和相等的調(diào)諧頻帶間隔。通過(guò)后仿真可以看到，本設(shè)計(jì)的LC VCO相鄰頻帶之間的間隔穩(wěn)定在40 MHz～50 MHz之間，在所覆蓋的全頻率范圍內(nèi)，壓控增益在70 MHz/V～80 MHz/V之間，且具有很高的線性度。本設(shè)計(jì)的品質(zhì)因數(shù)(FoM)為-183.9 dB，具有良好的性能，可以很好地達(dá)到設(shè)計(jì)要求。

參考文獻(xiàn)

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作者信息:

田  密1，韓婷婷1，王志功2

(1.中國(guó)航天科工集團(tuán)八五一一研究所，江蘇 南京210007；2.東南大學(xué)射頻與光電集成電路研究所，江蘇 南京210096)