汪定華1,2，李斌1,2，王文廷1,2

　　（1.中國電子科技集團第四十一研究所，安徽 蚌埠 233006；2.電子信息測試技術(shù)安徽省重點實驗室，安徽 蚌埠 233006）

        摘要：LLC諧振半橋變換器可以在寬電壓范圍內(nèi)全負載條件下實現(xiàn)軟開關(guān)，在整個工作過程中，實現(xiàn)初級MOSFET的零電壓開關(guān)（ZVS）和次級整流二極管零電流開關(guān)（ZCS）。因此可以達到較高的效率和功率密度，而且在負載和輸入電壓范圍變化較大的情況下，其開關(guān)頻率變化較小。文中首先分析了LLC諧振半橋變換器的工作原理，并基于TI公司的UCC29950芯片設計了一種300 W電源樣機，該芯片集成了PFC和LLC控制器。文章重點介紹了LLC諧振半橋變換器的參數(shù)設計，實驗結(jié)果表明該電源性能優(yōu)良。

　　關(guān)鍵詞：LLC；諧振半橋；軟開關(guān)

　　中圖分類號：TM919文獻標識碼：ADOI： 10.19358/j.issn.1674-7720.2017.07.029

　　引用格式：汪定華，李斌，王文廷.基于UCC29950的LLC諧振半橋電源的設計［J］.微型機與應用，2017,36（7）：98-101.

0引言

　　隨著測量儀器小型化、輕量化的發(fā)展，高效率高功率密度的電源變換器已成為電源發(fā)展的趨勢［1］。

　　提高功率密度最有效的方式就是提高開關(guān)頻率，高頻下的磁性元件體積會大幅度減小，但頻率的提高會使開關(guān)管的開關(guān)損耗加大，對變換器的效率造成影響［2］。采用高頻工作將大大降低無源器件的尺寸，如變壓器和電感器等。但隨之而來的開關(guān)損耗對高頻工作帶來了不利影響，嚴重制約了開關(guān)頻率的不斷提高。為減少開關(guān)損耗和整流損耗，提高開關(guān)電源變換器的工作效率，因此提出了諧振軟開關(guān)技術(shù)。LLC諧振變換器電路結(jié)構(gòu)簡單，能實現(xiàn)初級主開關(guān)管的零電壓（ZVS）導通和次級整流管的零電流（ZCS）關(guān)斷，設計相對簡單。同時，電流波形呈正弦化，開關(guān)損耗和噪聲可大幅度減少，有效地減少了電磁輻射的干擾。

1LLC諧振半橋變換器的基本工作原理

　　LLC諧振變換器［3］是在傳統(tǒng)的串聯(lián)和并聯(lián)LC諧振變換器的基礎上改良產(chǎn)生的，它既吸收了串聯(lián)諧振變換器諧振電容所起到的隔直作用和功率諧振回路電流隨負載輕重而變化以及輕載時效率較高的優(yōu)點，同時又兼具了并聯(lián)諧振變換器可以工作在空載條件下，對濾波電容的電流脈動要求小的特點，是一種比較理想的諧振變換器拓撲［4］。一般來說，LLC諧振半橋變換器包括三部分［5］，如圖1所示。

　　圖1LLC諧振半橋變換器主電路（1）方波發(fā)生器：每次切換都以50％占空比交替驅(qū)動開關(guān)Q1和Q2，從而產(chǎn)生方波電壓Ud。UO1由交流電壓整流并經(jīng)過功率因數(shù)校正獲得，從而提供更高且穩(wěn)定的直流電壓，同時也減小了電流應力，降低了諧波污染。

　　（2）諧振網(wǎng)絡：包含串聯(lián)諧振電感Lr、并聯(lián)諧振電感Lm和串聯(lián)諧振電容Cr。 Lm可以用變壓器的勵磁電感來實現(xiàn)，當方波電壓Ud作用在諧振網(wǎng)絡上時，只允許正弦電流通過諧振網(wǎng)絡。因此，諧振電流Ir相對方波電壓Ud延遲作用于諧振網(wǎng)絡，這為開關(guān)管的零電壓開通創(chuàng)造了條件。諧振網(wǎng)絡可以濾掉高次諧波電流，LLC諧振半橋變換器的典型波形如圖2所示，當電流流經(jīng)反向并聯(lián)二極管時，開關(guān)管開啟電壓為零。

　?。?）整流濾波網(wǎng)絡：通過二極管整流和電容器濾波儲能，實現(xiàn)輸出直流電壓穩(wěn)定。

　　LLC諧振半橋變換器有兩個不同的諧振頻率，當變壓器的勵磁電感Lm不參與電路諧振時，變換器的諧振頻率定義為fr，如式（1）所示：

　　當變壓器的勵磁電感Lm參與電路諧振時，變換器的諧振頻率定義為fm，如式（2）所示：

　　當工作頻率fs<fm時，諧振變換器初級的開關(guān)管既不能實現(xiàn)零電壓導通，次級整流二極管也不能實現(xiàn)零電流關(guān)斷，實際設計時要避免電源工作在這個區(qū)域；當工作頻率fr<fs時，諧振變換器初級的開關(guān)管可以實現(xiàn)零電壓開通，但是次級的整流二極管電流連續(xù)，無法實現(xiàn)零電流關(guān)斷；當工作頻率fm<fs<fr時，諧振變換器在全負載范圍內(nèi)，諧振電路的開關(guān)管可以實現(xiàn)零電壓導通，二極管可以實現(xiàn)零電流關(guān)斷。因此在電路設計時，應使開關(guān)管的工作頻率盡量落在fm<fs<fr區(qū)間。

2UCC29950芯片介紹

　　UCC29950是美國TI公司設計的一款集成高效功率因數(shù)校正(PFC)和半橋諧振邏輯鏈路控制(LLC)組合控制器的芯片，該芯片典型應用電路如圖3所示。100 kHz固定PFC頻率，具有抖動特性，憑借專有PFC算法，系統(tǒng)能夠獲得高效率、更小的轉(zhuǎn)換器尺寸以及高功率因數(shù)等諸多優(yōu)勢。固定LLC頻率工作范圍為70 kHz~350 kHz，集成的LLC控制器可實現(xiàn)高效DC-DC轉(zhuǎn)換器，利用軟開關(guān)來降低電磁干擾(EMI)噪聲。該控制器包含一個啟動控制電路，此電路采用耗盡型MOSFET且內(nèi)置器件電源管理功能，可以最大程度降低外部元件需求，并且有助于降低系統(tǒng)實現(xiàn)成本。為進一步降低待機功耗，該控制器還集成了X-Cap放電電路。UCC29950實現(xiàn)了一整套系統(tǒng)保護功能，其中包括交流線路欠壓保護、PFC總線欠壓、PFC和LLC過流保護和熱關(guān)斷保護［6］。這款轉(zhuǎn)換器經(jīng)過了優(yōu)化，非常便于使用。

　　UCC29950芯片各引腳功能介紹如表1所示。

3LLC諧振半橋電源設計

　　本文設計的電源輸出功率為300 W，輸出電壓為24 V，設計紋波為200 mV，輸出電流為12.5 A。PFC階段輸出電壓為390 V，設計紋波為20 V。由于PFC控制比較簡單，本文不再贅述，重點介紹LLC諧振網(wǎng)絡參數(shù)的設計。

　　3.1變壓器匝比確定

　　變壓器匝比由下式給出：

　　3.2原邊等效阻抗計算

　　等效阻抗由下式給出：

　　3.3確定諧振網(wǎng)絡的最小和最大增益

　　設PFC級輸出電壓UO1最小保持值為Uo1min=320 V，Uo1最大值即Uo1max=400 V，考慮電源的EMI特性及磁性材料選擇，本設計的工作頻率fs為110 kHz。

　　諧振變換器的最小增益為：

　　3.4確定品質(zhì)因數(shù)Q

　　為了最大限度地降低開關(guān)頻率變化，LLC諧振變換器一般運行在諧振頻率fr附近。將PFC額定輸出電壓的增益與諧振頻率fr處的增益對應，該增益是Lm與Lr的比值Ln的函數(shù)，因此，必須選擇合適的Ln值以獲得最小增益。然而，一個小的Ln值仍可獲得較高的峰值增益，適合于寬的輸入電壓范圍，但太小的Ln值會使得變壓器耦合性差，效率低。Ln值較大時，開關(guān)管在fr附近的導通損耗和開關(guān)損耗低，但峰值增益低可使獲得相同增益的頻率變化范圍寬。一般設置Ln的值位于3~7之間，可使諧振頻率fr處的電壓增益為1.1~1.2［7］。從LLC諧振峰值增益曲線圖4中選擇Ln=5時的Q值。

　　品質(zhì)因數(shù)Q由下式給出：

　　Q=LrCrRE（7）

　　考慮10%余量，峰值增益至少為1.32，從曲線上取得Q值為0.42。

　　3.5諧振網(wǎng)絡參數(shù)設計

　　諧振電容由下式給出，實際取Cr為36 nF。

　　3.6電路設計

　　LLC諧振半橋主電路設計如圖5所示，圖中省略了功率因數(shù)校正電路的設計。

4實驗波形

　　在Uo1=390 V滿載時，測試初級開關(guān)管Q1的Ugs和Uds的波形、諧振電感電流Ir波形如圖6所示，次級整流二極管D3的電壓和電流波形如圖7所示。從圖中可以看出，初級開關(guān)管實現(xiàn)了零電壓開啟，次級整流二極管實現(xiàn)了零電流關(guān)斷。

5結(jié)論

　　本文介紹了LLC諧振半橋變換器的工作原理，并采用集成PFC和LLC的高性能芯片UCC29950設計了一款高功率因數(shù)諧振電源、輸出為直流24 Ｖ/12.5 Ａ的實驗樣機。詳細介紹了諧振參數(shù)的設計。測試結(jié)果表明，該變換器結(jié)構(gòu)簡單，大大降低了開斷損耗，并且能夠在全負載范圍內(nèi)實現(xiàn)初級開關(guān)管ZVS及次級整流二級管ZCS，電源效率達到88％以上，具有很好的應用前景。

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