0 引言

    隨著無線通信技術(shù)的飛速發(fā)展，現(xiàn)代的通信系統(tǒng)都將滿足多頻段多模式的工作要求。作為射頻系統(tǒng)中很重要的一個模塊，功率放大器的帶寬、輸出功率和效率對發(fā)射極性能有著重大的影響。因此，研究寬帶功率放大器的設(shè)計是很有意義的。

    寬帶功率放大器有很多類型，分布式功率放大器和行波管功率放大器都曾經(jīng)應(yīng)用于寬帶系統(tǒng)中。分布式功率放大器有好的寬帶性能和低的電路靈敏度，可以實現(xiàn)一個好的增益平坦度和回波損耗。但是它結(jié)構(gòu)復(fù)雜，尺寸較大。行波管放大器可靠性穩(wěn)定性差，性價比不高。以第三代半導(dǎo)體GaN為材料制成的功率器件，具有耐壓高、輸出功率大、穩(wěn)定性好的特點。以此為基礎(chǔ)設(shè)計的單器件寬帶功放結(jié)構(gòu)簡單，穩(wěn)定性好。

    本文使用CREE公司型號CGHV60040D的GaN管芯設(shè)計了一個超倍頻的寬帶功率放大器?；谪?fù)載牽引和源牽引技術(shù)，在1.8～5.5 GHz內(nèi)實現(xiàn)較高的輸出功率和效率。

1 寬帶功率放大器的設(shè)計與仿真

1.1 靜態(tài)工作點的選擇

    首先對晶體管的靜態(tài)工作點進行選取，因為靜態(tài)偏置點影響了功放的效率、線性度以及輸出功率的大小。本文選用的是CREE公司的CGH60040D GaN HEMT晶體管，該晶體管的工作電壓為50 V，也即V_DS=50 V，考慮到線性度和效率的折中關(guān)系，設(shè)計工作在AB類的功率放大器。在ADS(Advanced Design System)中對晶體管進行直流曲線仿真，選取漏級電流I_DS=200 mA，V_GS=-2.45 V作為器件的靜態(tài)工作點，此時工作在AB類具有較高輸出功率和效率以及線性度。

1.2 最佳阻抗點的選取

    輸出阻抗點的選取是功率放大器在目標(biāo)帶寬內(nèi)能夠輸出較高功率的關(guān)鍵性因素，它將直接影響整個放大器的帶寬性能。負(fù)載牽引技術(shù)能夠行之有效地尋找到最佳阻抗點^[1]，運用ADS軟件中的Load-pull模板分別對于2～6 GHz每1 GHz進行負(fù)載牽引，找出每個頻點對應(yīng)的等功率圓。圖1是輸出功率為43 dBm的等功率圓。圖中的交疊區(qū)域就是目標(biāo)阻抗范圍，選取交疊區(qū)域的中心點為最優(yōu)值，這一點兼顧低頻和高頻的輸出功率。得到在2～6 GHz的最佳負(fù)載阻抗為10+j12 Ω。

    功放的輸入阻抗對于輸出功率影響并不大，所以對于輸入阻抗的選擇不需要這么嚴(yán)苛，輸入阻抗的匹配主要是在整個帶寬內(nèi)實現(xiàn)一個較高的增益和增益平坦度，目標(biāo)設(shè)計的帶寬為2～6 GHz，根據(jù)每10倍頻增益下降20 dB的規(guī)律，在此目標(biāo)帶寬內(nèi)最大可用增益相差9.5 dB。為了實現(xiàn)一個平坦的增益，采用選定拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)同時用ADS進行增益平坦度優(yōu)化的方法。

1.3 建立電磁場模型

    一般在寬帶功放的設(shè)計中大多使用的是帶封裝的芯片。封裝帶來的寄生參數(shù)對功放的影響很大，嚴(yán)重影響芯片的帶寬性能，而使用裸芯片則可以最大限度發(fā)揮芯片輸出功率的能力和帶寬性能。由于鍵合線的寄生參數(shù)對電路匹配的影響不能忽略，對鍵合線以及和鍵合線相連的微帶線在HFSS(High Frequency Structure Simulator)中進行建模。因為和鍵合線接觸的微帶線處微波傳輸不連續(xù)，所以不僅要對鍵合線仿真，還要對和鍵合線相連的微帶線仿真。將仿真得到的S參數(shù)帶入ADS中進行聯(lián)合仿真。

    如圖2所示，使用羅杰斯公司的RO4350B PCB板材，裸片總共有4個壓焊PAD，每一個連接PAD鍵合6根金線，按照實際可能的狀態(tài)進行建模，盡可能得到精確的仿真S參數(shù)。

1.4 功率放大器電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)

    本寬帶電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)設(shè)計的重點是實現(xiàn)超倍頻的阻抗變換。阻抗變換是將50 Ω的端口阻抗匹配到選取好的目標(biāo)阻抗。

    最佳輸出阻抗是R+jX的形式，可以擬合一個電阻與電容并聯(lián)的源阻抗形式進行匹配電路的設(shè)計?？紤]到超倍頻的帶寬，采用基于最優(yōu)匹配網(wǎng)絡(luò)的寬帶方法^[2]，并將分立元件轉(zhuǎn)換為分布式微帶線^[3]，同時用ADS加以優(yōu)化。將50 Ω負(fù)載阻抗在2～6 GHz直接匹配到目標(biāo)阻抗值。以最佳負(fù)載阻抗的共軛為源阻抗，在ADS中進行S參數(shù)仿真得到結(jié)果如圖3所示，橫坐標(biāo)是頻率（f），縱坐標(biāo)是輸入反射系數(shù)（S₁₁）。可以看出在2～6 GHz范圍內(nèi)S₁₁在-15 dB左右，實現(xiàn)一個較好的阻抗變換。

    輸入匹配的工作主要集中在增益平坦度的優(yōu)化。采用多枝節(jié)微帶線匹配，并加以RC并聯(lián)網(wǎng)絡(luò)增加電路的穩(wěn)定性，然后在ADS中以S21為目標(biāo)優(yōu)化得到匹配網(wǎng)絡(luò)。整體的電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖4所示，圖中的方框就是在HFSS中仿真得到的S參數(shù)文件。匹配電路的最終數(shù)值是經(jīng)過ADS優(yōu)化仿真得到的最終值。

    在偏置網(wǎng)絡(luò)的設(shè)計上，最關(guān)鍵的是理想地的構(gòu)建。本文采用多電容并聯(lián)的形式在2～6 GHz構(gòu)建理想的短路地。具體實現(xiàn)是由兩顆諧振在4 GHz和兩顆諧振在6 GHz的電容組成。圖5是對電容進行阻抗曲線仿真的結(jié)果，橫坐標(biāo)是頻率(f)，縱坐標(biāo)是并聯(lián)電容阻抗虛部值(imag(z))?？梢钥闯鲈?～6 GHz實現(xiàn)了較理想路地。

1.5 電路仿真結(jié)果

    將微帶線生成版圖然后利用ADS的電磁仿真工具Momentum進行電磁仿真，將結(jié)果在ADS中進行電路的混合仿真，查看諧波平衡仿真和S參數(shù)仿真結(jié)果。結(jié)果如圖6所示，橫坐標(biāo)是頻率（f），左側(cè)縱坐標(biāo)是輸出功率(P_out)，右側(cè)縱坐標(biāo)是小信號增益(S₂₁)。2～6 GHz內(nèi)電路的飽和輸出功率在42.85 dBm以上，小信號增益在13.8 dB以上，增益平坦度在1.3 dB以內(nèi)。

2 測試結(jié)果

    將仿真的電路制作成PCB實物，為了簡化芯片在黃銅熱沉上的貼裝，沒有采用共金的方式，而是用銀漿將芯片粘貼在熱沉上，使用黃銅熱沉的目的是為了更好地散熱，整體焊接好的功放模塊如圖7所示。對制作好的功放模塊采用脈沖信號測試，信號周期為1 ms，脈沖寬度為100 μs。結(jié)果如圖8所示，橫坐標(biāo)是頻率（f），左側(cè)縱坐標(biāo)是輸出功率（P_out）,右側(cè)縱坐標(biāo)是效率（PAE）。

    可以看出，測試結(jié)果同仿真結(jié)果相比，產(chǎn)生一定偏差，整體發(fā)生了偏移，在1.8 GHz～5.5 GHz內(nèi)，輸出功率43.3～45.8 dBm，功率附加效率40%～60%，增益10～13 dB。分析產(chǎn)生誤差的原因，有以下幾點：(1)實際鍵合線的高度、長度與建模仿真有偏差，且人為操作情況下，對鍵合線的一致性難以保障；(2)使用的無源器件(如電阻、電容、微帶線)在高頻下的模型不夠準(zhǔn)確；(3)人為焊接引入的寄生成分增加了無源器件的阻抗值，使得整體頻帶向低頻段偏移。

    擬采用的改進措施如下：(1)在仿真階段，將工作頻帶進一步向高頻段拓展，留有一定的設(shè)計空間；(2)設(shè)計并使用TRL去嵌的方式對焊接好的SMA、電阻、電容進行S參數(shù)的提取，盡可能消除SMA引入的寄生以及電阻電容模型不準(zhǔn)確對電路性能的影響。

3 總結(jié)

    本文設(shè)計了一款工作頻率為2～6 GHz的寬帶功率放大器。最終仿真結(jié)果在2～6 GHz的帶寬內(nèi)實現(xiàn)輸出功率42.85 dBm以上。用周期1 ms、占空比10%的脈沖信號實測結(jié)果為：在1.8～5.5 GHz帶寬內(nèi)，輸出功率43.3~45.8 dBm，功率附加效率40%~65%。表1是本文與近年來的其他幾款寬帶功放的比較。可以看出，本文設(shè)計的功放在帶寬方面有著一定的優(yōu)勢。

參考文獻

[1] 池保勇，余志平，石秉學(xué).CMOS射頻集成電路分析與設(shè)計[M].北京：清華大學(xué)出版社，2006：299-304.

[2] DAWSON D.Closed-form solutions for the design of optimum matching networks[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2009，57(1)：121-129.

[3] RHEA R W.HF filter design and computer simulation[M].New York：Noble，1994：145-191.

[4] SAAD P，F(xiàn)AGER C，CAO H，et al.Design of a highly efficient 2–4-GHz octave bandwidth GaN-HEMT power amplifier[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2010，58(7)：1677-1685.

[5] DING X，HE S，YOU F，et al.2-4 GHz wideband power amplifier with ultra-flat gain and high PAE[J].Electronics Letters，2013，49(5)：326-327.

[6] WU D，MKADEM F，BOUMAIZA S.Design of a broad-band and highly efficient 45 W GaN poweramplifier via simplified real frequency technique[C].2010 IEEE MTT-S International Microwave Symposium，2010：1-1.

[7] WRIGHT P，LEES J，BENEDIKT J，et al.Cripps.A methodology for realizing high efficiency class-J in a linear and broadband PA[J].IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques，2009，57(12)：3196-3204.

作者信息：

王浩全1，2，3，郭  昊1，2，3，郝明麗1，2

（1.中國科學(xué)院微電子研究所 新一代通信射頻芯片技術(shù)北京市重點實驗室，北京100029；

2.中國科學(xué)院微電子研究所 健康電子研發(fā)中心，北京100029；3.中國科學(xué)院大學(xué) 電子電氣與通信工程學(xué)院，北京101400）