0 引言

    隨著無線通信系統(tǒng)的快速發(fā)展，對如何進一步提高電路性能、減輕電子器件的體積以及提高工作頻率等提出了更高的要求。濾波器作為通信系統(tǒng)重要的器件之一，其性能優(yōu)劣對系統(tǒng)有著很大影響。消失模波導(dǎo)濾波器以其結(jié)構(gòu)緊湊、帶外抑制度高、損耗低及可靠性高等優(yōu)點而廣泛應(yīng)用于衛(wèi)星通信、電子對抗等領(lǐng)域^[1-3]。消失模波導(dǎo)濾波器較傳統(tǒng)腔體濾波器最顯著的特點是具有寬阻帶和體積小，其阻帶寬度和消失模波導(dǎo)尺寸有著緊密聯(lián)系。SOTO P^[4]對消失模波導(dǎo)濾波器中各參數(shù)尺寸對濾波器各項性能影響做了比較系統(tǒng)的分析，并提出了消失模波導(dǎo)帶通濾波器的權(quán)衡設(shè)計方法。

    本文工作主要是在消失模波導(dǎo)帶通濾波器基礎(chǔ)上研究進一步展寬其阻帶寬度。首先簡單介紹了消失模波導(dǎo)的基本特性以及通過加載容性柱設(shè)計了Ku波段窄帶濾波器，最后通過電磁仿真軟件HFSS（High Frequency Structure Simulator）著重分析了在空載段波導(dǎo)加載微擾金屬柱對濾波器阻帶性能的影響。

1 消失模波導(dǎo)帶通濾波器設(shè)計

1.1 消失模波導(dǎo)特性分析

    消失模波導(dǎo)是指工作在截止頻率以下的波導(dǎo)，根據(jù)波導(dǎo)的基本理論可以得到，在理想情況下，在截止頻率以下，波導(dǎo)內(nèi)只有能量的存儲，沒有能量傳輸。這里理想情況指：波導(dǎo)壁的電導(dǎo)率無窮大、填充介質(zhì)無損耗、波導(dǎo)無窮長或終端匹配。但在現(xiàn)實中這種理想情況是不存在的，因此，盡管電磁場在波導(dǎo)內(nèi)處于消失態(tài)，但仍具有波動性，可以傳輸有功功率。

    對于TE模，消失模波導(dǎo)的波特性阻抗是電抗性，如果在波導(dǎo)內(nèi)加載適當(dāng)?shù)碾娙萁Y(jié)構(gòu)，可以形成單個諧振器。如果加載多個電容結(jié)構(gòu)可形成帶通濾波器。其中，加載電容端為諧振單位，空載段的截止波導(dǎo)為耦合結(jié)構(gòu)。圖1給出了一端消失模波導(dǎo)加載電容結(jié)構(gòu)TE模的等效電路圖。

1.2 五階消失模波導(dǎo)帶通濾波器設(shè)計

    通過在消失模波導(dǎo)中加載具有電容性質(zhì)的金屬塊設(shè)計了一款帶通濾波器，中心頻率為12.5 GHz，相對帶寬4%。濾波器結(jié)構(gòu)如圖2所示，中間消失模波導(dǎo)加載了5個相同金屬柱，兩端連接輸入輸出耦合波導(dǎo)，耦合波導(dǎo)與消失模波導(dǎo)等高，這樣減少波導(dǎo)端面不連續(xù)帶來的反射，使信號更好地過渡到消失模波導(dǎo)中，采用同軸探針方式饋電，金屬柱的中心和同軸探針在濾波器的水平中心軸線上。

    在濾波器設(shè)計過程中，首先要確定消失模波導(dǎo)的寬邊we和窄邊 h，寬邊越小，波導(dǎo)的截止頻率越高，這里消失模波導(dǎo)尺寸可根據(jù)文獻[5]中的設(shè)計步驟確定，本例中取寬邊w_e=9 mm，h=5 mm。然后在HFSS仿真軟件中建立圖3模型，利用其本征求解模式計算諧振頻率，通過調(diào)節(jié)金屬柱的尺寸使諧振頻率為濾波器的中心頻率。根據(jù)切比雪夫濾波器耦合矩陣的綜合方法[6]確定五階切比雪夫濾波器的歸一化耦合矩陣M，如下所示。

    諧振器之間的耦合系數(shù)k_ij可由式(1)求得：

其中FBW為濾波器的相對帶寬，m_ij為歸一化耦合矩陣中對應(yīng)的元素。在HFSS軟件中建立求兩個諧振器之間耦合系數(shù)的模型，使仿真計算的耦合系數(shù)值等于理論計算值k_ij。最終的仿真優(yōu)化結(jié)果如圖4所示，從圖中可以看出設(shè)計的濾波器在14 GHz～20 GHz的S₂₁在-70 dB以下，在21 GHz、21.75 GHz和22.7 GHz處突起。

2 加載微擾金屬柱的消失模波導(dǎo)帶通濾波器設(shè)計

    消失模波導(dǎo)加載容性金屬柱可以作為一個諧振器單元，而加載容性金屬柱之間的空載波導(dǎo)作為諧振器之間的耦合結(jié)構(gòu)，由上面的等效電路可知，諧振器之間的耦合為電感耦合。

    如圖5所示，通過在空載波導(dǎo)加載小金屬柱改變諧振器之間的耦合結(jié)構(gòu)，使原來的電感耦合變成具有電感電容的混合耦合。加載的微擾金屬塊對每個諧振器單元諧振頻率幾乎沒有影響，只是改變了相鄰諧振器單元之間的耦合結(jié)構(gòu)，為了使帶內(nèi)特性與未加載微擾金屬柱的濾波器一致，只需調(diào)節(jié)相鄰金屬柱之間的距離使耦合強度保持不變。

    圖6給出了微擾金屬柱加載在柱2和柱4之間的濾波器的結(jié)構(gòu)參數(shù)，濾波器關(guān)于柱3中心線對稱，增大柱2和柱3之間的距離d_23來平衡微擾金屬柱加載帶來的耦合強度的變化。微擾金屬柱的加載位置也可以在柱1和柱2之間、柱4和柱5之間。

    通過HFSS軟件仿真優(yōu)化，比較這兩種不同加載位置對濾波器阻帶的影響，濾波器的S參數(shù)仿真結(jié)果如圖7所示，濾波器Ⅰ：圖5所示的濾波器；濾波器Ⅱ：在柱1和柱2、柱4和柱5之間加載微擾金屬柱的濾波器。從仿真結(jié)果可以看出，濾波器Ⅰ在帶外19 GHz附近S₂₁有突起，S₂₁值為-16 dB，而濾波器Ⅱ在帶外18.5 GHz附近和22.5 GHz處S₂₁突起，但其值仍可達到-22 dB以下。和圖2所示的未加載微擾金屬柱濾波器相比可知，雖然加載微擾金屬柱使濾波器在18.5 GHz附近S₂₁略有突起，但此法有效抑制了原始的第一寄生通帶內(nèi)21 GHz、21.75 GHz和22.7 GHz處的突起，從而起到了寬展阻帶的效果。

3 測量與分析

    為了驗證設(shè)計的準(zhǔn)確性，對圖5所示的濾波器進行了加工測量，濾波器的參數(shù)尺寸在表1列出。

    濾波器的測量結(jié)果如圖8(a)、圖8(b)所示，帶內(nèi)插損為0.5 dB左右，帶內(nèi) S₁₁在-16 dB以下。濾波器在14 GHz～18 GHz抑制可達60 dB以下，在14 GHz～36 GHz抑制均在20 dB以下，實測結(jié)果與仿真結(jié)果一致。

4 結(jié)論

    本文研究了如何提高消失模波導(dǎo)帶通濾波器的阻帶性能，通過在空載段波導(dǎo)加載微擾金屬柱可以優(yōu)化濾波器的帶外性能。最后，設(shè)計了一個Ku波段的五階消失模波導(dǎo)帶通濾波器，測量結(jié)果表明采用加載微擾金屬柱的方法有效地抑制了第一寄生通帶內(nèi)的毛刺突起，并且阻帶至三倍頻內(nèi)抑制均在20 dB以下。

參考文獻

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[3] 杜勇.消失模波導(dǎo)濾波器及正交耦合模的設(shè)計[D].西安：電子科技大學(xué)，2008.

[4] SOTO P，LLANOS D D，BORIA V E，et al.Performance analysis and comparison of symmetrical and asymmetrical configurations of evanescent mode ridge waveguide filters，Radio Science，2009，44(6)：1-16.

[5] SOTO P，LLANOS D D，BORIA V E，et al.Efficient analysis and design strategies for evanescent mode ridge waveguide filters，Proceedings of 36th European Microwave Conference，2006：1095-1098.

[6] RICHARD J CAMERON.General coupling matrix synthesis methods for chebyshev filtering functions，IEEE Trans-MTT，1999，47(4)：433-442.

作者信息：

李  坤，屈德新，鐘興建，陳  正

（解放軍理工大學(xué) 通信工程學(xué)院，江蘇 南京210007）