文獻標識碼： A
DOI：10.16157/j.issn.0258-7998.170880
中文引用格式： 周春良，周芝梅，王連成，等. LTE230數(shù)字中頻接收機的設計[J].電子技術(shù)應用，2017，43(9)：46-49.
英文引用格式： Zhou Chunliang，Zhou Zhimei，Wang Liancheng，et al. Design of a digital IF receiver for LTE230[J].Application of Electronic Technique，2017，43(9)：46-49.
0 引言
LTE230是一種基于TD-LTE先進技術(shù)、結(jié)合電力行業(yè)業(yè)務定制開發(fā)的專用無線通信系統(tǒng)，該系統(tǒng)部署在223-235 MHz頻段（簡稱230頻段）上。230頻段資源呈無規(guī)則、梳狀結(jié)構(gòu)，頻點分布離散，單頻點帶寬很窄、傳輸能力有限，在電力應用中為了進行高速率數(shù)據(jù)傳輸，須聚合幾十個頻點來解決頻帶資源受限的問題[1]?，F(xiàn)有LTE-Advanced系統(tǒng)的載波聚合處理方法是針對大帶寬、高速率的公網(wǎng)頻段設計的，在頻點數(shù)、頻點帶寬、鄰頻抑制等方面差異較大，無法直接應用到230頻段；文獻[2]借鑒LTE-Advanced提出的230頻段中頻接收機采用3路獨立的混頻、中頻帶通濾波和模數(shù)轉(zhuǎn)換，本質(zhì)上是一種模擬實現(xiàn)方式，硬件結(jié)構(gòu)復雜，可靠性有待提高，并不適用于LTE230終端通信模塊中。針對230頻段載波聚合的中頻信號處理，本文以接收機為例，專門設計了一種低成本、高可靠性、高性能的數(shù)字中頻接收機。
1 230頻段頻譜特點及LTE230幀結(jié)構(gòu)
230頻段是國家無委會規(guī)定作為遙測、遙控和數(shù)據(jù)傳輸使用的頻段，目前主要被能源、軍隊、水利、地礦等行業(yè)使用。230頻段總帶寬為12 MHz，劃分為480個頻點，每個頻點為25 kHz，其中有40個頻點可用于電力負荷監(jiān)控系統(tǒng)，如圖1，40個頻點分為3個簇，中間10個為單工頻點，兩邊各有15對雙工頻點[2]。
LTE230在網(wǎng)絡結(jié)構(gòu)、空口技術(shù)等方面和TD-LTE基本相同，但工作頻段及系統(tǒng)可配帶寬較為特殊，導致物理層幀結(jié)構(gòu)有較大差異。如圖2，LTE230每個頻點的一個無線幀均包含5個時長為5 ms的子幀，每個子幀包括9個OFDM符號，OFDM符號采用64點FFT，子載波間隔為2 kHz，有效子載波數(shù)10個。
2 接收機總體設計
2.1 接收機設計原理
230頻段頻點雖離散，但在連續(xù)的12 MHz帶寬內(nèi)，和LTE-Advanced相比總帶寬要小很多，可采用單頻段非連續(xù)載波聚合方式，通過一個射頻單元，將230頻段12 MHz帶寬內(nèi)信號作為一個整體搬到零頻，經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換后，在數(shù)字域進行中頻接收處理，將分散在12 MHz帶寬內(nèi)獨立的帶寬為25 kHz的高速中頻信號轉(zhuǎn)換為低速基帶信號，以便后續(xù)信號處理。
2.2 接收機總體結(jié)構(gòu)
如圖3，接收機主要由射頻芯片和基帶芯片組成，射頻芯片采用AD9361，內(nèi)嵌模數(shù)/數(shù)模轉(zhuǎn)換器，工作在單端口TDD模式，可分時進行收發(fā)。射頻芯片和基帶芯片之間采用基于JESD207的12 bit并行數(shù)字雙沿接口，接收時由射頻芯片產(chǎn)生12.8 MHz時鐘，I路數(shù)據(jù)在時鐘上升沿傳送，Q路在下降沿傳送。射頻接口的主要功能是產(chǎn)生接收控制信號并把射頻芯片數(shù)字接口的DDR I/Q數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)化為并行I/Q數(shù)據(jù)，同時完成從射頻接口12.8 MHz時鐘域到中頻接收鏈路51.2 MHz時鐘域的轉(zhuǎn)換。中頻接收鏈路負責把所需頻點基帶信號從中頻信號中抽取出來經(jīng)接收DMA送到系統(tǒng)存儲器，并通過中斷通知基帶處理SoC中的DSP進行后續(xù)的FFT運算、解調(diào)、解碼等處理。
2.3 中頻接收鏈路設計指標
中頻接收鏈路通過數(shù)字下變頻和抽取濾波來實現(xiàn)信號從中頻到基帶的變換，在上述變換過程中，須盡量保證帶內(nèi)信號的時頻域特性不變并最大限度抑制帶外噪聲。中頻接收鏈路是接收機性能的關(guān)鍵部件，根據(jù)LTE230規(guī)范，經(jīng)系統(tǒng)分析提取出如表1的設計指標要求。
2.4 中頻接收鏈路結(jié)構(gòu)
如圖4，中頻接收機數(shù)據(jù)鏈路采用兩級數(shù)字下變頻、下采樣、濾波結(jié)構(gòu)，從射頻接收到的數(shù)據(jù)中抽取出所需的每個頻點數(shù)據(jù)。
針對230頻段電力40個授權(quán)頻點分為3個簇的頻譜分配情況，一級下變頻采用3路獨立的數(shù)控振蕩器NCO1(Numerically Controlled Oscillator)將每個簇作為一個整體搬移到零頻。NCO1后緊跟一個半帶濾波器HBF（Half Band Filter）進行2倍抽?。?2.8～6.4 MS/s）及高頻分量的濾波。
二級下變頻采用40路獨立的數(shù)控振蕩器NCO2將所需的頻點信號從3個簇中搬移到零頻，實現(xiàn)對所需頻點信號的提取。NCO2輸出的頻點數(shù)據(jù)通過級聯(lián)積分梳狀濾波器CIC(Cascaded Integrator Comb)進行50倍的抽取濾波（6.4～128 KS/s）。CIC后級聯(lián)一個高階低通濾波器LPF(Low Pass Filter)來實現(xiàn)對每個頻點帶外信號的抑制。
3 中頻接收鏈路模塊設計
3.1 模塊設計方法
中頻接收鏈路濾波器采用MATLAB的fdatool進行設計和分析，根據(jù)鏈路指標進行分解，確定各個濾波器的階數(shù)、系數(shù)和位寬。在相應數(shù)字電路RTL設計時，考慮到LTE230專網(wǎng)還處在不斷發(fā)展過程中，以及不同應用場景對帶寬需求的差異，在留有一定性能余量的同時，在頻點數(shù)、NCO載波頻率、HBF和LPF階數(shù)及系數(shù)等方面都可通過軟件靈活配置。
3.2 數(shù)控振蕩器NCO
在LTE230中，接收的中頻信號有I/Q兩路，其下變頻原理如式(1)，可通過相位累加后經(jīng)NCO產(chǎn)生正余弦本振信號與接收信號復數(shù)相乘實現(xiàn)下變頻。
NCO1和NCO2工作頻點可配，精度皆為25 kHz(Δf)，實現(xiàn)結(jié)構(gòu)相同。NCO1對應的采樣率為12.8 MS/s(Fs)，相位累加字位寬為9 bit(2N=Fs/Δf)；NCO2的采樣率為6.4 MS/s，相位累加字位寬為8 bit。NCO1和NCO2正余弦載波采用查找表的方式實現(xiàn)，查找表只需保存π/4角度內(nèi)的正余弦值，其他的可通過正余弦變換或符號變換查表得到，NCO1和NCO2對應的查找表正余弦值分別為64個和32個，位寬為16 bit。下變頻中復數(shù)相乘需要4次乘法運算，因NCO1和NCO2工作時鐘頻率是采樣率的4倍和8倍，采用時分復用方式，只各需一個乘法器。
3.3 半帶濾波器HBF
HBF是一種特殊的FIR濾波器，其通帶和阻帶相對于1/2的Nyquist頻率對稱且寬度相等，HBF沖激響應為：
從式(2)可以看出，HBF沖激響應除了在h(0)零點處為1外，在其他偶數(shù)點的取值均為零，和普通的2倍抽取FIR相比，不但系數(shù)對稱且有近一半為零，可減少一半濾波運算量。
HBF默認通帶帶寬為2 MHz，最大可配階數(shù)為25階，阻帶抑制為78 dB，系數(shù)量化為16位，系數(shù)關(guān)于中心抽頭（1/2）對稱，有效系數(shù)僅有6個，只需進行6次乘法運算，HBF工作時鐘頻率為輸出采樣率的8倍，采用時分復用的方式，I/Q兩路各一個乘法器即可實現(xiàn)。
3.4 級聯(lián)積分梳狀濾波器CIC
CIC是一種有效的插值和抽取濾波器，廣泛應用于多速率數(shù)字信號處理中。單級CIC的第一旁瓣抑制為13.46 dB，阻帶衰減極不理想[3]，實際應用中，常采用級聯(lián)的方式，但級聯(lián)一般不超過5級，否則通帶內(nèi)失真將會增大。在LTE230中，采用4級CIC，抽取因子為50（N=4，R=50），具體結(jié)構(gòu)如圖5，從圖中可以看出，CIC結(jié)構(gòu)非常簡單，由積分器和梳狀濾波器組成，兩者對應的采樣率分別為6.4 MS/s和128 KS/s，實現(xiàn)時可用加法器、減法器和延遲寄存器（DFF）來實現(xiàn)，沒有乘法操作，面積小且可達到很高的處理速度。
通帶衰減是CIC的主要弊端之一，通常在時域加補償濾波器進行通帶補償[4]?？紤]到230頻段頻點有效帶寬很窄且OFDM系統(tǒng)對通帶平坦度不是十分敏感，在LTE230中通過對參考信號的信道估計在頻域進行插值補償。
3.5 低通濾波器LPF
LPF是抽取濾波的最后一級，在保證通帶平坦度的同時，盡量降低CIC的旁瓣幅度并加快阻帶衰減。同時為了實現(xiàn)LTE230與傳統(tǒng)230頻段數(shù)傳電臺的共存，根據(jù)數(shù)傳電臺規(guī)范[5]要求，帶外抑制須達65 dB。
在設計時，LPF最大可配階數(shù)為255階，默認通帶帶寬10.8 kHz，阻帶帶寬12.5 kHz，紋波系數(shù)0.02 dB，阻帶抑制65 dB。LPF系數(shù)量化為18位，系數(shù)對稱且可配，255階LPF I/Q數(shù)據(jù)各需128次乘法運算，考慮到LPF工作時鐘頻率為采樣率的400倍，可采用I/Q數(shù)據(jù)及計算資源的時分復用結(jié)構(gòu)，僅需一個乘法器和少量加法器就可實現(xiàn)，大大節(jié)約電路資源。
4 仿真及FPGA驗證
4.1 仿真驗證
LTE230基帶處理非常復雜，為簡化仿真驗證，采用不同頻率正余弦波代替LTE230中頻信號。40個頻點的處理過程相同，只仿真其中一個。MATLAB仿真參數(shù)設定如下：
NCO1本振頻率為2 MHz(80×25 kHz)，NCO2本振頻率為125 kHz（5×25 kHz），對應230頻段231.125 MHz(射頻中心頻率229)。中頻輸入4個復信號(cos(2πft)+jsin(2πft))，頻率f分別為2.111 MHz、2.121 MHz、2.127 MHz和2.137 MHz。經(jīng)計算可知，NCO1和HBF后有4個頻率：0.111 MHz、0.121 MHz、0.127 MHz和0.137 MHz，NCO2和CIC后有4個頻率：-14 kHz、-4 kHz、2 kHz和12 kHz，因LPF通帶為10.8 kHz，阻帶為12.5 kHz，經(jīng)LPF后，-4 kHz、2 kHz信號不變，-14 kHz信號被濾掉，12 kHz的信號被衰減。圖6是CIC和LPF仿真輸出的信號功率譜密度，從圖中可看出，仿真結(jié)果與計算值一致，NCO1、HBF和NCO2的仿真結(jié)果也與理論值吻合，由于篇幅原因未一一列出，整體的仿真結(jié)果表明本文提出的數(shù)字中頻接收機的實現(xiàn)方法是可行的。
MATLAB仿真通過后把各節(jié)點輸入輸出導入RTL驗證平臺進行仿真， RTL代碼和定點算法精確匹配，通過數(shù)據(jù)比對來保障其正確性。
4.2 FPGA驗證
受FPGA器件速度的限制，基帶處理SoC不能全速運行，無法進行完整的LTE230系統(tǒng)測試，主要進行單音信號和LTE230駐留過程的測試。單音測試和仿真類似，由信號發(fā)生儀產(chǎn)生單音信號經(jīng)射頻下變頻后送到中頻進行處理，處理結(jié)果導入MATLAB進行波形與頻譜分析。LTE230駐留過程是終端開機后與基站建立連接的必要過程，包括小區(qū)搜索和廣播信息接收等步驟。由于230頻段單頻點有效子載波數(shù)僅10個，駐留過程所用的主同步信號、輔同步信號及廣播信道須占用多個OFDM符號中所有的有效子載波，故這是一個很典型的中頻接收性能測試場景，實測表明駐留過程的靈敏度高達-124 dBm，完全滿足系統(tǒng)需求。
5 結(jié)論
本文針對230頻段特點及LTE230系統(tǒng)需求，設計了一種全數(shù)字中頻接收機，采用兩級數(shù)字下變頻及高階數(shù)字濾波器，通過時分復用的方式，以較小的電路面積有效地解決了230頻段頻點多、分布離散、鄰頻抑制要求高等問題，實現(xiàn)了對230頻段40個頻點的聚合，可滿足高速率電力應用數(shù)據(jù)傳輸要求。數(shù)字中頻接收機經(jīng)MATLAB算法設計與仿真、RTL仿真和FPGA驗證后已成功應用到LTE230無線通信基帶芯片[1]中，目前基于芯片的通信模塊已在試點項目中穩(wěn)定運行兩年多，各項功能性能指標良好，完全滿足實際應用需求，充分表明數(shù)字中頻接收機的設計是成功的。
參考文獻
[1] 周春良，張峰，程倫，等.LTE230無線通信基帶芯片的設計與應用[J].電子技術(shù)應用，2015，41(12)：48-50.
[2] 曹津平，劉建明，李祥珍.基于230 MHz電力專用頻譜的載波聚合技術(shù)[J].電力系統(tǒng)自動化，2013，37（12）：63-68.
[3] 劉彬彬，林偉.基于Matlab和FPGA的CIC濾波器的設計[J].電子器件，2012(2)：231-234.
[4] 周云，馮全源.數(shù)字下變頻中抽取濾波器的設計及FPGA實現(xiàn)[J].電子技術(shù)應用，2015，41（12）：45-47，50.
[5] GB/T16611-1996.數(shù)傳電臺通用規(guī)范[S].1996.
作者信息：
周春良1，2，周芝梅1，2，王連成1，2，馮 曦1，2，劉 亮1，2，唐曉柯1，2
（1.北京智芯微電子科技有限公司，國家電網(wǎng)公司重點實驗室 電力芯片設計分析實驗室，北京100192；
2.北京智芯微電子科技有限公司，北京市電力高可靠性集成電路設計工程技術(shù)研究中心，北京100192）