0 引言

    隨著毫米波雷達技術在汽車自動駕駛方面的應用，汽車毫米波雷達漸漸向高集成、高精度、高可靠性方向發(fā)展。從目前的研究情況和產(chǎn)品報道來看，僅有少數(shù)幾家公司能夠提供MMIC車載雷達的解決方案，技術研發(fā)尚不能完全滿足市場應用的需求。MMIC能夠集成射頻前端收發(fā)電路和中低頻信號處理電路。其中射頻LNA應用于毫米波信號接收端，它不僅要對接收到的微弱射頻信號進行放大，而且在放大的過程中要盡可能少地引入噪聲，以供后續(xù)電路對信號進行處理^[1]。

    射頻LNA由于對電源的噪聲比較敏感，無法與其他模塊共用一個電源管理單元(Power Management Unit, PMU)，所以需要獨立的電源模塊。目前LDO低噪聲優(yōu)化設計主要分為兩個方面0。第一方面如圖1所示，通過改變傳統(tǒng)LDO電路結(jié)構(gòu)并添加RC濾波網(wǎng)絡來降低電路噪聲，這種結(jié)構(gòu)能有效地濾除前級電路的高頻噪聲，但其缺點是需要外接片外電容，增加了一個芯片引腳。第二種方法不改變傳統(tǒng)LDO的電路結(jié)構(gòu)，由于噪聲的主要來源是帶隙基準源(BG)和誤差放大器(EA)，所以第二種方法通過設計低噪聲的BG和EA來實現(xiàn)低噪聲電壓輸出。這種方法無需片外電容，也不會增加芯片面積，但相對于第一種方法來說其降低高頻噪聲的效果較差。本文采用了新型的電路結(jié)構(gòu)，同時也通過優(yōu)化電路設計，盡量降低BG和EA的輸出噪聲。

1 LDO整體電路

    圖1所示為本文設計的LDO電路結(jié)構(gòu)圖，可以簡單分為前級預調(diào)節(jié)電路、濾波電路、后級調(diào)節(jié)電路3個部分^[3]。

    其中M2為預調(diào)整管，通過RDAC模塊中的R₁、R₂將電壓V_I輸出為反饋電壓V_FB，并與帶隙基準電壓V_BG經(jīng)誤差放大器EA相比較，通過控制M₂的柵電壓來達到控制電壓V_I的目的，由于噪聲主要來源于BG、EA和R₁、R₂，所以電壓V_I通過低通濾波模塊，濾除高頻噪聲，再通過放大器AMP和調(diào)整管M₁產(chǎn)生低噪聲輸出V_OUT^[4]。其中RS<7:0>8位數(shù)字控制信號通過改變R₁、R₂的比例來控制輸出電壓V_OUT。C₁、R₁組成相位補償網(wǎng)絡，通過調(diào)節(jié)電路主極點的位置，使反饋環(huán)路具有足夠的相位裕度^[5]。

    通過式(5)可以看出通過電壓預調(diào)節(jié)和RC低通濾波之后，整體輸出噪聲功率明顯降低^[8]。

2 各模塊具體電路設計

2.1 帶隙基準源電路

    如圖2所示，BG主要由3部分構(gòu)成，分別是啟動電路、偏置電流產(chǎn)生電路、V_BG產(chǎn)生電路^[9]。

    其中EN為控制信號，當EN為1時，EN_N為0，M₁～M₅導通，M₅會向偏置電路注入電流，使其脫離簡并點正常工作，而當EN為0時，電路停止工作。偏置電流產(chǎn)生電路通過電流鏡和電阻的組合產(chǎn)生基準電流，這些基準電流為放大器提供基準電流輸入。

    BG的工作方式是通過正負溫度系數(shù)的相互抵消，來實現(xiàn)電壓基本不隨溫度變化的目的，V_BG可表示為式(6)。

    通過式(6)、式(7)可以得出，通過增大mn的乘積能夠有效地減小噪聲。

2.2 放大器電路

    在BG、前級預調(diào)節(jié)環(huán)路和快速啟動RC濾波電路中的放大器均采用折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)。它的好處是在保證足夠的環(huán)路增益的情況下，電路具有較快的響應速度，電路引入的噪聲適中，在可控范圍內(nèi)，具體電路如圖3所示。

    后級調(diào)整電路中的AMP采用經(jīng)典二級運放結(jié)構(gòu)。它的優(yōu)點是高增益、低噪聲并且具有比較大的輸出電壓擺幅^[10]。

    折疊式共源共柵結(jié)構(gòu)的主要噪聲來源為M₇～M₈、M₉～M₁₀、M₁₅～M₁₆?？偟妮斎朐肼暦譃闊嵩肼暫烷W爍噪聲兩部分，其中輸入熱噪聲為：

    其中k為玻爾茲曼常數(shù)，T為絕度溫度，g_m為MOS管的跨導。輸入閃爍噪聲如式(9)所示。

2.3 快速啟動低通濾波電路

    對于普通的RC濾波電路，其截止頻率如式(11)所示：

    由式(10)可以看出濾除噪聲的效果越好，RC低通濾波電路的啟動時間就越長。針對這一缺點，提出了一種快速啟動的RC低通濾波電路。如圖4所示。

    M₁為開關管，M₂～M₆工作在深三極管區(qū)，可以看作是一系列的電阻串聯(lián)。電路啟動瞬間，V_CTRL為低電平，M₁導通，給電容C₀充電，當V_I=V_O時，V_CTRL轉(zhuǎn)換為高電壓，M₁關斷，此時，RC濾波電路開始工作。其中兩個反相器級聯(lián)對誤差放大器(EA)輸出電壓進行數(shù)字化處理，使V_CTRL更有效地控制開關M₁。

    本設計中電容C的取值在納法量級，很難集成到芯片內(nèi)部^[11]，所以采用芯片外部連接電容的方式，同時也會相應的增加一個芯片引腳。

3 版圖和整體電路仿真

3.1 版圖

    圖5所示為LDO的版圖，整體芯片面積大約0.03 mm²。傳統(tǒng)的LDO僅需要兩個運放，本設計多使用了兩個運放來滿足低噪聲和快速啟動的實際需要，雖然相對來說增大了芯片的面積，但其性能上的優(yōu)勢足以彌補面積上的損耗。

3.2 整體電路仿真

    采用Cadence Spectre工具對整體電路仿真測試，圖6所示為LDO整體電路測試結(jié)果。其中V_DD=5 V，V_OUT輸出標準電源電壓3.3 V。由圖可以看出電路啟動時間小于1 ms，整體電路有較好的穩(wěn)定性。

    圖7所示對電路的LNR進行仿真，V_DD在4～6 V范圍內(nèi)變化，V_OUT僅改變了16.4 mV。

    通過計算可知其LNR為：

    圖8所示為電路LDR測試結(jié)果。其中負載電流在1～30 mA范圍內(nèi)變化，輸出電壓僅變化了0.25 mV。通過式(15)可以計算得出LDR為：

    圖9所示為輸出噪聲的仿真結(jié)果，圖中所示的輸出噪聲密度(單位V/sqrt(Hz))曲線是對輸出噪聲功率(單位V²/Hz)進行開平方運算。

    經(jīng)計算，在1 kHz～100 kHz(陰影部分面積)范圍內(nèi)的噪聲積分為34.94 μV_rms。

4 結(jié)論

    本文設計了一種給MMIC中LNA供電的電源模塊，其性能參數(shù)對比如表1所示。從具體數(shù)據(jù)對比中可以看出本文設計的電源模塊集成了電壓基準源，并且具有較寬的輸出電壓范圍和較小的輸出噪聲，各性能參數(shù)均滿足設計應用的要求。

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作者信息:

宋  飛，蔡  俊，李  楊，王  飛

(安徽理工大學 電氣與信息工程學院，安徽 淮南232001)