0 引言

    靜電除塵系統(tǒng)中，高壓供電電源是靜電除塵器不可分割的一個(gè)重要部分，高壓電源的容量、供電方式和供電特性都將直接影響到靜電除塵器的除塵效率^[1]。傳統(tǒng)的工頻高壓除塵電源耗材多、能量損耗大、除塵效率低、響應(yīng)速度慢等缺點(diǎn)使其已不能適應(yīng)當(dāng)前的除塵需求。而高頻高壓除塵電源擁有除塵效率高、設(shè)備體積小、系統(tǒng)響應(yīng)速度快、高功率因數(shù)等優(yōu)點(diǎn)，已逐步替代工頻除塵電源，成為電除塵器領(lǐng)域中的主要除塵電源設(shè)備^[2]。

    反電暈現(xiàn)象是集塵極表面高比阻粉塵所帶的電荷不容易釋放而產(chǎn)生局部放電的現(xiàn)象。這種現(xiàn)象不僅會造成粉塵二次飛揚(yáng)嚴(yán)重、除塵效率的降低，嚴(yán)重時(shí)會擊穿整個(gè)電場，對設(shè)備有極大的損害。在大多數(shù)的工作條件下，特別是反電暈現(xiàn)象頻繁發(fā)生時(shí)，最佳的供電方式即復(fù)合脈沖電源供電?？刂泼}沖供電的時(shí)間和頻率可以有效地避免反電暈現(xiàn)象的產(chǎn)生。

    脈沖的產(chǎn)生是建立在高頻逆變?nèi)珮蚝?a class="innerlink" href="http://theprogrammingfactory.com/tags/LCC諧振" target="_blank">LCC諧振變換器的基礎(chǔ)上。LCC諧振變換器具有良好的恒流特性，在輸出電流保持恒定情況下，輸出電壓可在很寬的范圍內(nèi)變化^[3]，該特性能夠適應(yīng)不同的除塵場合，降低生產(chǎn)與制造成本。

    本文重點(diǎn)討論整個(gè)電路拓?fù)浣M成、直流基礎(chǔ)電壓產(chǎn)生電路的設(shè)計(jì)、LCC諧振電路的工作方式的選擇以及電路參數(shù)的設(shè)計(jì)，并利用Simulink仿真，驗(yàn)證參數(shù)設(shè)計(jì)的合理性。

1 主電路拓?fù)?/strong>

    整個(gè)電路分為兩個(gè)部分：直流基礎(chǔ)電壓電路和脈沖產(chǎn)生電路。主電路的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)如圖1所示。

1.1 直流基礎(chǔ)電壓電路

    直流基礎(chǔ)電壓電路部分是將兩個(gè)晶閘管反并聯(lián)后串在交流電路中，通過改變晶閘管的開通相位角，能夠得到不同的平均電壓。采用交流調(diào)壓電路在變壓器一次側(cè)調(diào)壓，其電壓、電流值都比較適中，然后在變壓器二次側(cè)用二極管整流。這樣的電路體積小、成本低、易于設(shè)計(jì)制造^[4]。

    根據(jù)三相連接方式不同，調(diào)壓電路分為星形連接和三角形連接。本文采用星形連接的方式，分析在三相三線的工作原理和不同觸發(fā)角下的電壓波形。

    任何一相在導(dǎo)通時(shí)必須和另外一相構(gòu)成回路，電流流過的環(huán)路中必須有兩個(gè)晶閘管，故采用寬脈沖或者雙脈沖觸發(fā)。而兩相間導(dǎo)通是靠線電壓導(dǎo)通的，相電壓滯后線電壓30°，所以觸發(fā)延遲角α的移相范圍是0°～150°。電壓平均值分兩種情況：

    (1)α≤30°時(shí)，負(fù)載電流連續(xù)，有：

其中U為某一相的相電壓。

    圖2給出α分別為30°、60°、120°時(shí)負(fù)載上的電壓波形，采用不同的觸發(fā)角經(jīng)過整流濾波后就能得到不同的電壓值。

1.2 脈沖產(chǎn)生電路

    開關(guān)是脈沖產(chǎn)生電路中的核心部分，脈沖的質(zhì)量的好壞取決于開關(guān)的性能。諧振型開關(guān)技術(shù)是在正弦波的零電流或零電壓處開通或關(guān)斷，理論上開關(guān)的功率為零，減小了開關(guān)的損耗。圖3所示為LCC諧振電路。

    LCC諧振電路主要有兩種工作模式：連續(xù)電流模式(Continuous Current Mode，CCM)和斷續(xù)電流模式(Discontinuous Current Mode，DCM)。CCM模式中，開關(guān)管采用功率比較小的MOSFET，在中小功率場合有優(yōu)越的性能，但是在高頻高壓的場合，如靜電除塵中，若采取CCM模式，電路開關(guān)損耗較大，故CCM模式不是高頻靜電除塵電源的理想解決方案。但是DCM模式下，開關(guān)管工作在零電流開通，零電壓/電流關(guān)斷狀態(tài)，高頻狀態(tài)下的開關(guān)損耗得到了很好解決。

    這兩種工作模式取決于開關(guān)頻率f_s和基本諧振頻率f_r的關(guān)系，當(dāng)f_s<0.5f_r時(shí)，電路工作在電流斷續(xù)模式(DCM)，當(dāng)f_s>0.5f_r時(shí)，電路工作在電流連續(xù)模式?；局C振頻率為：

式中L_r為諧振電感，C_r為諧振電容，根據(jù)電路的工作情況不同，C_r由串聯(lián)電容C_s單獨(dú)組成或者C_s和并聯(lián)電容C_p串聯(lián)組成。

    變頻控制DCM模式下的LCC諧振變換器有兩種工作模式，分別定義為DCM1和DCM2工作模式^[5]。采用DCM1工作模式時(shí)，只要固定開關(guān)管的觸發(fā)信號的時(shí)長略大于正向諧振電流持續(xù)時(shí)間，便可以實(shí)現(xiàn)軟開關(guān)。下面重點(diǎn)討論LCC諧振變換器的DCM1工作模式。

2 DCM工作模式分析

    DCM兩種模式的根本區(qū)別在于，并聯(lián)電容C_p兩端的電壓在諧振電流反向期間，是否達(dá)到了鉗位電壓U_ON。如果是，則諧振器工作在DCM1模式；反之，諧振器工作在DCM2模式。

    若LCC諧振變換器工作在DCM2模式，則有如下關(guān)系式：

    引入輸出電壓增益G和k，G=U_o/nU_in，k=1/σ=C_p/C_s，則上式變?yōu)镚<1/(1+k)。

    DCM1過程中，觸發(fā)脈沖、電感電流、串聯(lián)、并聯(lián)電容的電壓隨時(shí)間變化的曲線圖如圖4所示。

    為實(shí)現(xiàn)電路零電流關(guān)斷(Zero Current Switch，ZCS)，觸發(fā)信號應(yīng)該在諧振電流的負(fù)半周期內(nèi)關(guān)斷。當(dāng)電路工作在DCM1狀態(tài)時(shí)，諧振電流的正半波的時(shí)間是恒定的，為t₀₁=π/ω₀，式中ω₀=1/，此時(shí)只有C_s參加諧振，所以C_r=C_s。電路工作在DCM2狀態(tài)時(shí)，諧振電流的正半波的時(shí)間是變化的，與輸出電壓有關(guān)，為t₀₁+t₁₂。工作在DCM2時(shí)，觸發(fā)信號的關(guān)斷時(shí)間難以確定，調(diào)頻控制時(shí)也不能確保電路工作在軟開關(guān)狀態(tài)。對于靜電除塵電源這種需要大范圍調(diào)節(jié)輸出電壓的場合，DCM1狀態(tài)的工作性能更加優(yōu)越。

3 參數(shù)設(shè)計(jì)

    從工作在斷續(xù)電流模式下的電流波形可以看出，隨著觸發(fā)信號頻率的升高，諧振電流為零的時(shí)間會持續(xù)減小。當(dāng)這段時(shí)間變?yōu)榱愕臅r(shí)候，諧振電流將從斷續(xù)模式轉(zhuǎn)換到連續(xù)模式，所以f_s一定有最大值。

    當(dāng)t₃₄的持續(xù)時(shí)間為零時(shí)，電路處于斷續(xù)模式和連續(xù)模式的分界點(diǎn)。定義當(dāng)前的開關(guān)頻率為臨界開關(guān)頻率f_sc，則：

    在DCM1模式中，t₀₁的時(shí)間恒為T₁/2，t₁₂和t₂₃的時(shí)間受電路工作狀態(tài)影響。因?yàn)閠₁₂的時(shí)長小于負(fù)半波時(shí)長的一半，所以當(dāng)t₂₃=0，即負(fù)半波諧振全部由L_s、C_s、C_p完成時(shí)，此時(shí)有最大的斷續(xù)頻率：

    由文獻(xiàn)[6]可知，將t₂₃=0帶入式子中，得到等效輸出電壓增益：

    根據(jù)分析，設(shè)計(jì)的諧振變換器的參數(shù)如下：母線電壓V_in=500 V；脈沖側(cè)電壓V_o=20 kV。由文獻(xiàn)[6]可知，C_p和C_s的比值(k)在0.25左右時(shí)，電路的工作性能最佳，選取C_p=0.8 μF，C_s=3 μF，k=0.8/3。將k帶入式(14)，得到歸一化額定開關(guān)頻率f_sNmax=0.685。等效電壓增益G為0.789。又由G=V_o/(nV_in)得到變壓器變比n=51。固有頻率f_n=1/2π=32.5 kHz，所以電路額定的工作頻率f_s0=0.685×32.5=22.3 kHz。等效負(fù)載中，R_L=33 kΩ，C_L=500 pF。所有參數(shù)見表1。

4 仿真驗(yàn)證

    根據(jù)上節(jié)的參數(shù)，利用MATLAB中仿真工具Simulink搭建如圖6所示的模型。其中P2、P4觸發(fā)脈沖比P1、P3滯后半個(gè)周期。

    通過scope模塊觀察觸發(fā)脈沖波形、諧振電路電感L_s的電流波形和電容C_s、C_p的電壓波形（如圖7所示），還能觀察到負(fù)載兩端的電壓波形（如圖8所示）。

    脈沖的波形中，可以測得脈沖從最小值升到最大值僅需8.092 μs，幅度為19.58 kV（圖9）。脈沖持續(xù)時(shí)間短，能量集中的特點(diǎn)正好能抑制除塵過程中反電暈現(xiàn)象。采用調(diào)頻控制逆變橋電路，從而使電源始終工作在最佳頻率^[8]。不同頻率下脈沖持續(xù)時(shí)間，其略微小于觸發(fā)信號的時(shí)間，故可以通過改變開關(guān)的頻率，改變脈沖的密集程度，適應(yīng)不同的除塵強(qiáng)度。圖10表示不同頻率下脈沖的上升時(shí)間和上升幅度。圖11是疊加直流基礎(chǔ)電壓（15 kV）后的負(fù)載電壓波形。

    直流基礎(chǔ)電壓部分和脈沖部分耦合，其中直流基礎(chǔ)電壓部分的電壓幅值可以調(diào)整，一般將電壓維持在除塵器伏安特性曲線斜率最大點(diǎn)處；脈沖部分的頻率可以調(diào)整，其平均電壓低、幅值高，可以有效地增加粉塵粒子的驅(qū)進(jìn)速度，增大高比電阻粉塵和微細(xì)粉塵的荷電率，防止反電暈現(xiàn)象的發(fā)生，提高除塵效率，減小PM2.5排放；脈沖持續(xù)時(shí)間短，不易發(fā)生閃絡(luò)情況，能控制脈沖寬度防止發(fā)生火花放電現(xiàn)象，可實(shí)現(xiàn)節(jié)能減排雙豐收^[9]，兩者疊加能達(dá)到最佳的除塵效果。通過計(jì)算及仿真，基本滿足除塵的要求。

5 結(jié)論

    本文從傳統(tǒng)電除塵器不能抑制高比阻粉塵所產(chǎn)生的反電暈現(xiàn)象的缺陷出發(fā)，提出了供電電源采用直流基礎(chǔ)電壓疊加高頻脈沖的方法，其中直流基礎(chǔ)電壓由三相調(diào)壓電路得到，脈沖部分采用LCC諧振變換器；推導(dǎo)了諧振電路兩種DCM狀態(tài)的分界條件，根據(jù)推導(dǎo)過程得出了變換器的參數(shù)，并設(shè)計(jì)了幅值為20 kV的脈沖發(fā)生器。最后應(yīng)用MATLAB中的Simulink工具箱得到了一系列的波形，如諧振電路中元件的波形，負(fù)載上的電壓波形等，基本符合設(shè)計(jì)要求，為實(shí)際電除塵應(yīng)用設(shè)計(jì)提供了依據(jù)，對復(fù)合脈沖電源的創(chuàng)新具有指導(dǎo)意義。

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作者信息:

向  華1，2，陳  哲1，梁松儉2，王貴勇3

(1.華中科技大學(xué) 國家數(shù)控系統(tǒng)工程技術(shù)研究中心，湖北 武漢430000；

2.襄陽華中科技大學(xué)先進(jìn)制造工程研究院，湖北 襄陽441000；

3.內(nèi)蒙古第一機(jī)械集團(tuán)有限公司，精密設(shè)備維修安裝公司，內(nèi)蒙古 包頭014030)