D類音頻放大器等很多PWM  （脈寬調(diào)制）應(yīng)用都需要對(duì)稱的驅(qū)動(dòng)電路。圖1中的CMOS對(duì)由互補(bǔ)的 N溝道和P溝道 FET器件組成，連接了柵極和源極，提供了通向正電源或負(fù)電源的低阻抗路徑，并能直接驅(qū)動(dòng)邏輯電平N溝道 FET。CMOS對(duì)和邏輯電路驅(qū)動(dòng)器的直接耦合在 PWM 系統(tǒng)中工作得很好，在這些系統(tǒng)中，控制器件的工作電壓與邏輯電路相同。但是，提高輸出 FET 的電源電壓的同時(shí)，從電壓較低的邏輯電路驅(qū)動(dòng)?xùn)艠O，結(jié)果會(huì)導(dǎo)致 P溝道器件保持導(dǎo)電狀態(tài)，這是因?yàn)殡娫措妷褐g存在差異。

　　為了實(shí)現(xiàn)切斷狀態(tài)，放大器的 P溝道 FET 的柵極必須連接到正電源軌。互補(bǔ) CMOS 邏輯電平驅(qū)動(dòng)器無法容納放大器較高的正電源電壓，并且各種替代方法（比如利用商品化 FET 驅(qū)動(dòng)器和運(yùn)算放大器電平移位電路）會(huì)提高成本和復(fù)雜性。你可添加一個(gè)外部高壓 N溝道 FET 來驅(qū)動(dòng) P溝道放大器 FET 的柵極（圖 2）。但是，電容性負(fù)載會(huì)在驅(qū)動(dòng)波形上造成指數(shù)上升特征，從而使 P溝道 FET 在其線性工作區(qū)內(nèi)停留更長(zhǎng)的時(shí)間，并因此限制了開關(guān)頻率，導(dǎo)致串聯(lián) FET 的明顯功率損耗。

　　目前

這一代PWM系統(tǒng)能夠工作在較高的開關(guān)頻率，并且如圖 3 所示，使你能在邏輯電平驅(qū)動(dòng)器的輸出端和P溝道輸出 FET 的柵極之間使用直流阻塞耦合電容器，即C_B。電阻分配器R₁和R₂把直流電偏置電壓施加到輸出 FET 的柵極，它等于輸出端的電源電壓和電源線中點(diǎn)的邏輯電壓之差。例如，在一個(gè)從5V微控制器驅(qū)動(dòng)的12V D類PWM音頻放大器中，把P溝道FET的柵極偏置在9.5V（12 V-5 V/2）。之所以把那些被規(guī)定用于邏輯電平柵極驅(qū)動(dòng)的FET用作輸出器件，是因?yàn)槠渌麱ET在5V或更低的柵極驅(qū)動(dòng)電壓沒有呈現(xiàn)出標(biāo)稱的IDS特性。

　　由電池供電并具備電阻分配器輸出級(jí)偏置的放大器引起了一個(gè)額外的復(fù)雜問題。隨著電池電壓下降，偏置電壓也下降。不過，無論電源電壓如何變化，你都可使用電壓參考IC或齊納二極管（即D₁）來提供恒定的偏置電壓（圖4）。這種方法的功耗低于單純的電阻分配器，并在耦合電容器的選擇方面提供了更大的靈活性，以便抑制波形的減弱。一種基于德州儀器公司的TPA2010 PWM功率放大IC的D類音頻功率放大器（參考文獻(xiàn)1），把TPA2010的2.5W差分輸出提高至超過200 Wrms，并輸入到8Ω負(fù)載中（圖 5）。