TD-SCDMA(時(shí)分雙工同步碼分多址)是我國(guó)提出的具有自主知識(shí)產(chǎn)權(quán)的第三代移動(dòng)通信空中接口標(biāo)準(zhǔn)，具有頻譜利用率高、支持多種通信接口、與傳統(tǒng)系統(tǒng)兼容性好、系統(tǒng)設(shè)備成本低和系統(tǒng)穩(wěn)定性好等特點(diǎn)。然而，TD-SCDMA終端一直是TD-SCDMA產(chǎn)業(yè)化的薄弱環(huán)節(jié)，嚴(yán)重影響了TD-SCDMA的商業(yè)化進(jìn)程。
　　本文介紹一種基于Maxim芯片組的TD-SCDMA終端直接變頻收發(fā)信機(jī)設(shè)計(jì)方案。直接變頻技術(shù) (Direct Conversion)是在基帶和頻帶信號(hào)之間直接實(shí)現(xiàn)頻率變換，不需要收發(fā)信機(jī)中的中頻部分，或其中頻頻率等于零，因此也常被稱為零中頻。在采用直接變頻技術(shù)的收發(fā)信機(jī)中，由于沒有中頻放大、濾波、變頻及中頻頻綜等電路，電路結(jié)構(gòu)異常簡(jiǎn)潔，可極大地降低收發(fā)信機(jī)的功耗、體積和成本。此外，還介紹實(shí)現(xiàn)直接變頻收發(fā)信機(jī)的技術(shù)難點(diǎn)， 提出改善和克服各種技術(shù)難點(diǎn)的具體措施。最后，給出基于直接變頻技術(shù)的TD-SCDMA終端DCR的研制實(shí)例及其測(cè)試結(jié)果。
1 DCT 和DCR的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)^[1～2]
　　DCT和DCR的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)分別如圖1(a)和(b)所示。

　　DCT是把基帶信號(hào)直接上變頻到所需的射頻載波上，并利用射頻AGC信號(hào)控制射頻可變?cè)鲆娣糯笃鞯脑鲆?，把已調(diào)RF信號(hào)放大到所需的功率進(jìn)行輸出。目前，實(shí)現(xiàn)DCT的主要技術(shù)難點(diǎn)有：I信號(hào)和Q信號(hào)的相位和幅度的不平衡" title="不平衡">不平衡性、帶內(nèi)噪聲電平、VCO牽引、動(dòng)態(tài)范圍、功耗等問題。DCT的動(dòng)態(tài)范圍是通過基帶(數(shù)字和模擬)和射頻部分共同承擔(dān)的，其增益分配和系統(tǒng)性能之間存在矛盾，通常需要進(jìn)行權(quán)衡。例如，若可變?cè)鲆嬖O(shè)在基帶數(shù)字部分，需要更高精度的DAC；若可變?cè)鲆嬖O(shè)在基帶模擬部分，將引起混頻器" title="混頻器">混頻器的本振" title="本振">本振泄漏的增加；若可變?cè)鲆嬖O(shè)在射頻，則導(dǎo)致RF部分功耗的增加。所以，在實(shí)現(xiàn)時(shí)要綜合考慮各種因素，進(jìn)行優(yōu)化設(shè)計(jì)，使DCT的總體性能達(dá)到更優(yōu)。
　　DCR是把天線接收的頻帶信號(hào)送入低噪聲放大器(LNA)進(jìn)行放大，然后直接被下變頻為基帶I/Q信號(hào)。信道化由基帶部分的低通濾波器實(shí)現(xiàn)，而增益控制則由LNA、混頻器和基帶AGC放大器共同完成。由于DCR的中頻為零，不存在鏡頻分量，所以在LNA和混頻器之間不需要接入鏡頻抑制濾波器。但在收發(fā)雙工通信的射頻部分，為了抑制發(fā)射信號(hào)進(jìn)入接收通道，在DCR的LNA前需要加入頻帶信號(hào)預(yù)選濾波器。此外，由于DCR中信道濾波是在基帶部分實(shí)現(xiàn)的，所以可以采用片上靈活的可調(diào)濾波器，實(shí)現(xiàn)多波段、多模式接收機(jī)。例如，實(shí)現(xiàn)TD-SCDMA和GSM等多模式兼容的接收機(jī)。
2 TD-SCDMA終端直接變頻收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)
　　TD-SCDMA終端直接變頻收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)如圖2所示，它是基于Maxim公司新近推出的完整的射頻收發(fā)信機(jī)芯片組MAX19700/MAX2507/MAX2392實(shí)現(xiàn)的。該芯片組覆蓋了從天線到基帶的整個(gè)射頻信號(hào)通道。收發(fā)信機(jī)結(jié)構(gòu)按照功能模塊劃分可分為三大部分：模擬前端單元(以MAX19700為核心)、射頻發(fā)射單元(以MAX2507為核心)、射頻接收單元(以MAX2392為核心)。
　　模擬前端單元MAX19700主要完成兩個(gè)功能:基帶數(shù)據(jù)的A/D變換和D/A變換;發(fā)射接收時(shí)的鏈路自動(dòng)增益控制(AGC)和壓控恒溫晶振的自動(dòng)頻率控制(AFC)。在信號(hào)發(fā)射時(shí)， MAX19700通過10bit數(shù)據(jù)總線接收來自信號(hào)處理器(DSP MODEM)的數(shù)字基帶信號(hào)，經(jīng)過D/A變換、低通濾波后將模擬基帶I/Q信號(hào)送至射頻發(fā)射單元，完成基帶I/Q信號(hào)到頻帶信號(hào)的變換。AGC功能和AFC功能是通過DSP串行控制線(DSP CTRL)實(shí)現(xiàn)的。
　　射頻發(fā)射單元MAX2507是第一款集成了功率放大器，并能滿足TD-SCDMA指標(biāo)要求的直接變換發(fā)送器。它集成了I/Q調(diào)制器、鎖相式頻率合成器(PLL)、VCO、AGC放大器和功率放大器。模擬基帶I/Q信號(hào)經(jīng)過正交調(diào)制后完成基帶信號(hào)到頻帶信號(hào)的直接變換，并通過AGC放大器進(jìn)行放大，放大后的頻帶信號(hào)經(jīng)過片外帶通濾波器濾除帶外的無用信號(hào)分量后再經(jīng)過功率放大器、雙工器并最終通過天線輻射出去。片外帶通濾波器的采用可以大大降低發(fā)射機(jī)對(duì)相鄰信道的干擾，提高發(fā)射機(jī)的ACPR指標(biāo)。
　　射頻接收單元MAX2392作為首款TD-SCDMA直接變換接收器，集成了LNA、I/Q解調(diào)器、VCO、鎖相式頻率合成器(PLL)、基帶低通濾波器和AGC放大器。從天線接收的信號(hào)經(jīng)過雙工器后先通過頻帶選擇濾波器選擇有用的頻帶信號(hào)，微弱的信號(hào)經(jīng)過LNA放大后通過I/Q解調(diào)器變成模擬基帶I/Q信號(hào)， 模擬基帶I/Q信號(hào)經(jīng)過信道濾波的低通濾波器和AGC放大器后，送至模擬前端單元，完成對(duì)基帶I/Q信號(hào)的數(shù)字化。
3 實(shí)現(xiàn)DCR的關(guān)鍵技術(shù)分析^[3]
　　影響DCR性能的主要因素有1/f噪聲、本振泄漏、直流偏移以及I/Q信號(hào)的相位和幅度不平衡性。
3．1 1/f噪聲
　　1/f噪聲就是半導(dǎo)體器件內(nèi)的閃爍噪聲，如圖3所示。1/f噪聲因噪聲大小與頻率成反比例關(guān)系而得名。1/f噪聲的主要參數(shù)是拐點(diǎn)頻率fa，該點(diǎn)的1/f噪聲功率等于熱噪聲功率。半導(dǎo)體器件內(nèi)的1/f噪聲的分布特性取決于其工藝。一般情況下，BiCMOS器件的fa大約為4~8kHz; 而MOSFET器件的fa大約在1MHz。對(duì)于CDMA信號(hào)，低頻分量相對(duì)很少，電路中可采用高通濾波的辦法對(duì)1/f噪聲給予較好的濾除。

3．2 本振泄漏和自混頻
　　在DCR中，由于本振信號(hào)和系統(tǒng)所接收的頻帶信號(hào)的載頻相等，加之本振信號(hào)很強(qiáng)，LNA和混頻器的隔離不可能做到無限好，所以本振信號(hào)會(huì)通過混頻器和LNA反向傳輸?shù)教炀€，輻射到空間，形成對(duì)鄰道的干擾；同時(shí)泄漏的本振信號(hào)被天線接收下來，或直接輻射到LNA的輸入端，與所接收的信號(hào)一同進(jìn)入混頻器與本振信號(hào)進(jìn)行混頻，這一現(xiàn)象就是本振泄漏和自混頻，如圖4所示。

　　由于DCR中不可避免地存在著本振泄漏和自混頻問題，所以在混頻器輸出端將出現(xiàn)由本振信號(hào)與其發(fā)射和輻射的信號(hào)進(jìn)行混頻的產(chǎn)物——直流偏移，導(dǎo)致DCR的基帶放大器可能進(jìn)入飽和工作狀態(tài)，使接收機(jī)的誤碼率激增，甚至無法正確接收信號(hào)。

　　圖5(a)～(d)對(duì)窄帶有直流偏移和沒有直流偏移以及寬帶有直流偏移和沒有直流偏移的情況分別作了圖示說明。由各圖比較可知，直流偏移對(duì)窄帶信號(hào)的影響非常大，而對(duì)寬帶信號(hào)(擴(kuò)頻信號(hào))的影響相對(duì)要小很多。
　　對(duì)DCR中的直流偏移問題的解決辦法如下：
　　(1)基于混頻器后處理的辦法，即采用高通濾波器濾除直流分量；
　　(2)基于系統(tǒng)的消除辦法，主要有采用特殊編碼或擴(kuò)頻的辦法、時(shí)分辦法、通信協(xié)議法。
　　本振泄漏的消除辦法：采用RF載波信號(hào)頻率兩倍的本振信號(hào)源，然后利用分頻的辦法得到載波信號(hào)。
3．3 I/Q信號(hào)的相位和幅度不平衡性
　　I/Q解調(diào)器在I/Q兩個(gè)支路產(chǎn)生幅度和相位的不平衡，將使解調(diào)后的基帶信號(hào)星座圖產(chǎn)生失真，如圖6所示。I/Q信號(hào)的相位和幅度的不平衡性可以通過匹配或模擬和數(shù)字(DSP)的校準(zhǔn)方法得到解決。
4 TD-SCDMA終端DCR電路設(shè)計(jì)
　　DCR電路結(jié)構(gòu)如圖7所示，它由LNA單元、I/Q解調(diào)單元、本振部分和三線串行控制總線等構(gòu)成^[4]。

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4.1 LNA單元
　　通過交流耦合接收的微弱信號(hào)通過匹配網(wǎng)絡(luò)送至LNA輸入端，LNA輸出通過片上電路匹配到50Ω。LAN具有高增益和低增益兩種工作模式，分別對(duì)應(yīng)G_LNA=1和G_LNA=0。
4.2 I/Q解調(diào)單元
　　LNA_OUT輸出信號(hào)通過聲表面波濾波器實(shí)現(xiàn)不平衡到平衡變換信號(hào)，以差分形式送至輸入端口RF+和RF-。經(jīng)過混頻器解調(diào)后的模擬I/Q信號(hào)再經(jīng)過信道選擇濾波器和AGC放大器后以差分形式送至基帶DSP。聲表面波濾波器輸出端并聯(lián)電感用以抵消聲表面波濾波器和IC封裝所引入的寄生電容；混頻器具有高增益和低增益兩種工作模式，分別對(duì)應(yīng)G_MXR=1和G_MXR=0；信道選擇濾波器提供40dB的鄰道選擇抑制；AGC放大器是電壓控制(AGC管腳)的可變?cè)鲆娣糯笃鳎刂菩盘?hào)來自基帶DSP或片外DAC MAX5383(控制數(shù)據(jù)來自三線串行控制總線)。
4.3 本振部分
　　片上集成了鎖相式頻率合成器，包括VCO、鑒相器、主/預(yù)分頻器、電荷泵(CP)等。工作時(shí)只需外接環(huán)路濾波器和恒溫晶振(TCXO)即可。環(huán)路濾波器帶寬為200kHz，以保證在頻率跳變?yōu)?0MHz時(shí)，環(huán)路鎖定時(shí)間在200μs以內(nèi)，LD管腳用于指示環(huán)路的鎖定狀態(tài)。
4.4 三線串行控制總線
　　三線串行控制總線通過SCLK、SDATA和/CS下載控制字到片上控制寄存器，以配置DCR的工作模式和設(shè)置本振頻率。下載時(shí)序圖見圖8，當(dāng)/CS=0時(shí)，控制字在SCLK時(shí)鐘上升沿逐位鎖存到片上移位寄存器; 當(dāng)/CS=1時(shí)，移位寄存器內(nèi)的控制字鎖存到片上控制寄存器。此外，還可設(shè)置/SHDN管腳使DCR進(jìn)入休眠模式。

　　針對(duì)影響DCR性能的主要因素，本電路采取了如下措施：
　　·對(duì)于TD-SCDMA信號(hào)，電路中采用高通濾波的辦法對(duì)1/f噪聲給予較好的濾除；此外，混頻器對(duì)有用信號(hào)的放大也相對(duì)地弱化了1/f噪聲；
　　·I/Q解調(diào)單元采用了差分信號(hào)輸入方式和二分頻法產(chǎn)生本振信號(hào)，以此降低DCR的LNA輸入端口的本振泄漏；
　　·片上集成了直流偏移校正電路即高通濾波器，使由于自混頻所帶來的I/Q輸出信號(hào)的直流偏移最?。?BR>　　·芯片內(nèi)部集成工藝保證了I/Q通路的良好匹配，以減小I/Q信號(hào)的相位和幅度不平衡性;此外，還在基帶通過DSP算法對(duì)I/Q信號(hào)的相位和幅度不平衡進(jìn)行校正。
　　TD-SCDMA終端DCR技術(shù)參數(shù)測(cè)試結(jié)果見表1?？梢?，DCR的技術(shù)指標(biāo)符合TD-SCDMA終端無線規(guī)范3GPP TR 25．945的要求^[5]。

　　本文介紹了DCR 和DCT的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)，進(jìn)一步給出了基于Maxim套片的TD-SCDMA終端直接變頻收發(fā)信機(jī)設(shè)計(jì)方案，并且利用MAX2392設(shè)計(jì)了TD-SCDMA終端DCR，技術(shù)指標(biāo)滿足要求。在TD-SCDMA終端中，射頻前端的直接變頻結(jié)構(gòu)與傳統(tǒng)的超外差結(jié)構(gòu)相比，具有體積小、成本低、多波段多模式兼容等特點(diǎn)，因此有著很廣泛的應(yīng)用前景。