開關(guān)電源以其體積小、重量輕、效率高、性能穩(wěn)定等方面的優(yōu)點，廣泛應(yīng)用于工業(yè)、國防、家用電器等各個領(lǐng)域。然而，開關(guān)電源中功率半導(dǎo)體器件的高速通斷及整流二極管反向恢復(fù)電流產(chǎn)生了較高的du／dt和di／dt，它們產(chǎn)生的尖峰電壓和浪涌電流成為開關(guān)電源的主要干擾源。文中給出的電源濾波器元件主要基于 TDK公司提供的模型，該模型考慮了元件的高頻寄生參數(shù)，更符合工程應(yīng)用。

　　1 開關(guān)電源EMI產(chǎn)生機(jī)理

　　1．1 開關(guān)電源的電磁干擾源

　　(1)開關(guān)管產(chǎn)生干擾。開關(guān)管導(dǎo)通時由于開通時間很短及回路中存在引線電感，將產(chǎn)生較大的du／dt和較高的尖峰電壓。開關(guān)管關(guān)斷時間很短，也將產(chǎn)生較大的di／dt和較高的尖峰電流，其頻帶較寬而且諧波豐富，通過開關(guān)管的輸入輸出線傳播出去形成傳導(dǎo)干擾；

　　(2)整流二極管反向恢復(fù)電流引起的噪聲干擾。由于整流二極管的非線性和濾波電容的儲能作用，二極管導(dǎo)通角變小，輸入電流成為一個時間很短，而峰值很高的尖峰電流，含有豐富的諧波分量，對其他器件產(chǎn)生干擾。二級濾波二極管由導(dǎo)通到關(guān)斷時存在一個反向恢復(fù)時間。因而，在反向恢復(fù)過程中由于二極管封裝電感及引線電感的存在，將產(chǎn)生一個反向電壓尖峰，同時產(chǎn)生反向恢復(fù)尖峰電流，形成干擾源；

　　(3)高頻變壓器引起EMI問題。隔離變壓器初、次級之間存在寄生電容，這樣高頻干擾信號很容易通過寄生電容耦合到次級電路，同時由于繞制工藝問題在初、次級出現(xiàn)漏感將產(chǎn)生電磁輻射干擾。另外，功率變壓器電感線圈中流過脈沖電流而產(chǎn)生電磁輻射，而且在負(fù)載切換時會形成電壓尖峰；

　　(4)二次整流回路干擾。開關(guān)電源工作時二次整流二極管、變壓器次級線圈和濾波電容形成高頻回路，向空間輻射噪聲；

　　(5)元器件寄生參數(shù)引起的噪聲。主要是開關(guān)管與散熱片、變壓器初、次級的分布電容及其漏感形成的干擾。

　　1．2 共模、差模傳導(dǎo)干擾路徑

　　共模干擾主要為相、中線干擾電流通過M1漏極與散熱片之間的耦合電容通過接地線形成回路，差模干擾則在相線與中線間形成回路，干擾路徑如圖1所示。

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　　參閱資料對比發(fā)現(xiàn)，如果將設(shè)計的EMI濾波器置于電網(wǎng)電源與Lisn之間，可以濾除來自交流電網(wǎng)的傳導(dǎo)性性電磁干擾，但是并沒有考慮開關(guān)電源電路中的傳導(dǎo)性共、差模電磁干擾和輸出信號中的強(qiáng)尖峰干擾。因此，有必要在開關(guān)電源輸出端添加EMI濾波器用來進(jìn)行干擾抑制，如圖2即文中提出的開關(guān)電源相對應(yīng)的二階無源EMI濾波器結(jié)構(gòu)。其中，開關(guān)電源輸出為DC 30 V±1％。

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　　2 應(yīng)用PSPlCE軟件仿真

　　2．1 濾波器輸入輸出結(jié)果比較

　　如圖2所示開關(guān)電源輸出端接二階無源EMI濾波器，利用電壓探頭可以測量濾波器輸入、輸出信號，仿真結(jié)果如圖3所示。

　　如圖3所示，開關(guān)電源輸出電壓信號經(jīng)過EMI濾波器后幾乎沒有衰減，對圖3局部放大如圖4所示。輸出信號尖峰干擾完全濾除，同時由于該濾波器元器件采用 TDK模型，均考慮了元件高頻寄生參數(shù)的影響，因而更貼近實際的工程應(yīng)用。一般開關(guān)電源設(shè)計中在變壓器次級都有尖峰抑制器，但輸出紋波電壓稍大，若去除尖峰抑制器直接使用該濾波器后紋波電壓減小約80％。

　　2．2 傳導(dǎo)共模、差模干擾信號分析

　　如圖5所示為典型的Lisn電路圖，對于工頻(50 Hz或60 Hz)，電感感抗很小，電容容抗很大，因而交流信號可幾乎無衰減的通過Lisn，而高頻信號可很好的被阻隔。這里利用Pspice電壓探頭通過Lisn可以很容易的分離共模、差模信號。

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　　探頭探測到的電壓由相線或中線電流流過50 Ω電阻形成的，具體表達(dá)式為

　　在Pspice中利用算法可以分離出共模與差模噪聲，如圖6所示。共模噪聲低于30 dBμV，差模噪聲低于50 dBμV。

　　為了驗證濾波器對CM、DM噪聲的抑制作用，可以在濾波器輸出端添加圖5所示Lisn，分離出共模、差模噪聲，如圖7所示。

　　如圖7所示，共模噪聲最大值為32 dBμV(1 ms)，在時域分析7 ms后出現(xiàn)負(fù)值。差模噪聲電平最大值為3．94 dBμV(1 ms)，時域分析3 ms后出現(xiàn)負(fù)值，說明在濾波器輸出端共模、差模噪聲得到了較好的衰減。

　　2．3 EMI濾波器源及負(fù)載阻抗特性對插入損耗的影響

　　2．3．1 純阻性阻抗對插損的影響

　　圖8(a)所示，源阻抗ZS為純阻性，在1 Hz～30 MHz頻段插損隨著ZS的增大逐漸增大，圖8(b)負(fù)載阻抗為純阻性，在低頻段插損隨著ZL增

　　大逐漸增大，但在高頻段負(fù)載變化幾乎對插損沒有影響。

　　2．3．2 感性阻抗對插損的影響

　　圖9(a)源阻抗為純感性(不考慮寄生參數(shù))，隨著電感值的增加插損在f>1 kHz頻段逐漸增大，諧振點插損相應(yīng)提高。但在f<1 kHz，插損幾乎不隨電感取值的影響。圖9(b)源阻抗為感性(考慮寄生參數(shù))，插損隨電感值的增大而增大，f>1 kHz插損與圖9(a)比較下降約30～50 dB，f<1 kHz，低頻插損與圖9(a)比較略高3～5 dB。圖9(c)負(fù)載為純感性(不考慮寄生參數(shù))，隨著電感數(shù)值逐步增大，插損幾乎沒有變化，但在1～10 kHz頻段插損隨著電感增大而逐步增大。當(dāng)電感取值>100 mH后，出現(xiàn)諧振點，而且隨著電感值的增大，諧振點向工頻靠近，諧振點出現(xiàn)極大值。通過選取適當(dāng)?shù)碾姼衼硪种聘咏?0／60 Hz的低頻干擾，前提是負(fù)載必須為純感性。圖9(d)中負(fù)載為感性(考慮寄生參數(shù))，在低頻段插損隨著電感增大而逐步增大，但在高頻段插損幾乎沒有變化。

　　2．3．3 容性阻抗對插損的影響

　　圖10(a)中源阻抗為純?nèi)菪?不考慮寄生參數(shù))，電容越小，整體插損越大，尤其在μF～nF量級，nF～pF量級范圍插損低頻段增加很快，電容增加到 mF量級后，電容變化幾乎對插損沒有影響。圖10(b)源阻抗為容性(考慮寄生參數(shù))，電容越小，整體插損越大，相比純?nèi)菪栽醋杩蛊湓趎F量級插損較小，整體上電容的高頻寄生參數(shù)對插損影響較小。圖10(c)中負(fù)載為純?nèi)菪?不考慮寄生參數(shù))，隨著電容值逐步增大，其在工頻附近插損越來越小，對有用信號的衰減變小，但在高頻范圍負(fù)載電容變化對插損幾乎沒有影響。圖10(d)中負(fù)載為容性(考慮寄生參數(shù))，隨著電容值逐步增大，其在工頻附近插損越來越小，相比圖10(c)說明電容高頻寄生參數(shù)對插損影響很小。比較圖8～圖10，源阻抗特性在頻段1 Hz～30 MHz整個對插損影響很大，而負(fù)載阻抗特性只在1 Hz

　　2．4 寄生參數(shù)對濾波器插損影響

　　理想的EMI濾波器元器件均采用純電容純電感并沒有考慮其高頻寄生參數(shù)，而實際使用的集總參數(shù)元件存在高頻寄生參數(shù)，這里給出兩種情況下濾波器插入損耗曲線對比，假設(shè)負(fù)載為純阻性，如圖11所示。

　　當(dāng)f>3．1 MHz后，由于寄生參數(shù)的影響，插入損耗曲線偏離理想插損曲線，但整體插損依然很高，如圖11所示。在頻率高達(dá)5 GHz時依然有53．6 dB的插損，說明濾波器在高頻甚至特高頻頻對噪聲抑制能力。

　　3 結(jié)束語

　　提出的二階無源EMI濾波器，完全濾除了開關(guān)電源輸出端的尖峰干擾，其對開關(guān)電源傳導(dǎo)性共模、差模噪聲干擾體現(xiàn)了較強(qiáng)的抑制作用。同時，分析了源、負(fù)載阻抗特性對濾波器性能的影響，采用TDK元器件模型的濾波器使得理論的仿真更貼近實際工程應(yīng)用。