二極管中點箝位三電平(NPC)逆變器是一種開發(fā)最早、較為成熟的多電平逆變器拓撲，目前已廣泛應(yīng)用于高壓變頻調(diào)速、柔性輸配電系統(tǒng)及高壓直流輸電系統(tǒng)等場合。NPC逆變器的控制方式有多種，如雙極性正弦脈寬調(diào)制、三角載波層疊式SPWM、電壓空間矢量脈寬調(diào)制(SVPW-M)、特定諧波消除脈寬調(diào)制(SHEPWM)等。通過這些控制方式，NPC逆變器可得到單相三電平或線電壓五電平的輸出電壓，可以較好地解決開關(guān)管開關(guān)頻率和開關(guān)容量間的矛盾。
正弦波脈寬調(diào)制技術(shù)目前已經(jīng)得到非常普遍的應(yīng)用。眾所周知，多電平逆變器的性能很大程度取決于所采用的控制策略?；谳d波的PWM技術(shù)來源于兩電平SPWM技術(shù)，其最顯著的優(yōu)點在于實現(xiàn)簡單。它既可以模擬實現(xiàn)，又可以數(shù)字實現(xiàn)，特別是當電平數(shù)越高時，與空間矢量調(diào)制(SWPWM)相比，其優(yōu)點更加明顯。
本文分析了基于三角載波層疊式SPWM技術(shù)的工作原理。并通過Matlab／Simulink仿真軟件對調(diào)制算法進行了仿真驗證。在此基礎(chǔ)上提出了一種便于實現(xiàn)且適用于三電平逆變器的簡化型三角載波調(diào)制策略。文中詳細介紹了控制算法的原理，導出了占空比計算公式，并利用TMS-320F2812DSP完成了控制軟件的編寫。最后通過脈沖波形圖驗證了上述三電平逆變器調(diào)制策略的正確性，為以后的系統(tǒng)級實驗奠定了基礎(chǔ)。
1 三電平拓撲結(jié)構(gòu)與調(diào)制原理
三電平逆變器有多種拓撲形式，其中“二極管箝位(Diode-Clamped)逆變電路”是多電平逆變電路拓撲中發(fā)展最早的一種，又稱為中點箝位逆變電路(Neutral Point Clamped)。它由日本學者A．Nabae最早提出，這種電路在兩個開關(guān)器件串聯(lián)的基礎(chǔ)上加入了一對中性點箝位二極管構(gòu)成?？赏ㄟ^對每項4個開關(guān)主管的控制得到三電平的控制電壓輸出。
圖l所示是一種二極管箝位式三電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)?？梢钥闯?，三電平逆變器每一相需要4個主開關(guān)管Tl～T4、4個反并聯(lián)的續(xù)流二極管Dl～D4、2個箝位二極管Dl和D2、2個支撐電容C1和C2。其中，電容C1和C2為變換電路提供了2個相同的直流電壓，Ed／2為一組電容兩端電壓，0為中性點，所有二極管都要求與功率開關(guān)有相同的耐壓等級，平均每個主管承受的正向阻斷電壓為Ed／2；輸出相電壓定義為輸出端(U、V、W)與中性點0之間的電壓。
正弦波脈寬調(diào)制技術(shù)目前實際上已經(jīng)得到非常普遍的應(yīng)用。根據(jù)兩個三角載波的相位關(guān)系，三角載波又可以分為載波反相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相反)和載波同相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相同)?，F(xiàn)以圖1所示的三相二極管三電平逆變器的a相橋臂為例，其載波反相層疊PWM控制方法的工作波形如圖2所示。
載波反相層疊調(diào)制算法一般采用同相位分布在縱坐標正、負半周上的兩列三角載波與正弦調(diào)制波進行調(diào)制比較的方式。其中正半周的三角載波與正弦調(diào)制波進行調(diào)制生成互補的兩列控制脈沖分別用于控制Tl和T3；負半周載波與正弦波進行調(diào)制生成互補的兩列控制脈沖用于控制T2和T4，其電壓調(diào)制方式見圖2。用正弦波與三角波進行比較，可在正弦波瞬時值大于三角的部分產(chǎn)生輸出電壓的PWM脈沖列，小于部分產(chǎn)生輸出電壓的零脈沖。由于兩列三角波是反相的，也就是說，它們對稱于坐標橫軸，因此，通過正弦波與三角波進行比較產(chǎn)生的輸出電壓的PWM波形是正半周與副半周相同的。
當三相二極管箝位逆變器采用載波反相層疊PWM控制法時，三個相的三角載波相同，只需將調(diào)制波換成三相對稱的正弦波電壓Ua，Ub，Uc即可，圖3所示是兩種載波調(diào)制波形。
由圖2可知，載波反相層疊輸出的矩形脈沖具有對稱性。通過雙重傅里葉變換導出載波反向?qū)盈BPWM控制法的三電平NPC逆變器輸出電壓Ua的表達式為：
這也是載波反向?qū)盈BPWM控制方法相對于同相層調(diào)制的一個優(yōu)點所在。
根據(jù)式(1)可知，采用載波反向?qū)盈BPWM控制方法的三電平NPC逆變器輸出電壓的諧波有如下特點：
①恒定分量(直流分量)為零；
②基波為MEsinωt／4且不含基帶諧波；
③不含載波和載波諧波；
④只存在n為奇數(shù)的載波上下邊頻諧波。
載波同相層調(diào)制算法與上述完全一致，不同的只是上下三角載波為同相位，如圖3(b)所示。由于其輸出電壓推導式比較復雜。下面將給出仿真結(jié)果并進行定性分析。
2 仿真模型
對上述兩種調(diào)制算法進行matlab的仿真研究時，可先建立如圖4所示的三電平系統(tǒng)仿真模型。本系統(tǒng)的載波頻率為5000 Hz，正弦調(diào)制信號頻率為50 Hz，調(diào)制度設(shè)為0．9。帶1000 W負載，直流端電壓為120 V。
由兩種調(diào)制方式下的FFT分析可得出如下結(jié)論：
①載波同相層疊PWM控制法與載波反相層疊PWM控制法的輸出相電壓均是由基波和載波上下邊頻諧波組成，它們均不含恒定分量和基帶諧波，但是，同相層疊PWM控制法含有載波和奇次載波諧波；
②對于載波同相層疊，在輸出相電壓中的諧波能量主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，其它的諧波主要是以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較小；
③對于載波反相層疊，在相電壓和線電壓中均無載波諧波，但均存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，且幅值較大。
3 載波脈沖波形的實現(xiàn)
3．1 調(diào)制算法的簡化
在使用DSP控制芯片實現(xiàn)PWM調(diào)制算法時，可采用載波反相層調(diào)制。為了使實現(xiàn)簡單，可進行等效的調(diào)制算法，就是利用位于正半軸周相位相同的兩列三角載波和兩列相位相反的正弦波分別進行調(diào)制比較，以產(chǎn)生兩對互補的控制脈沖來控制一相橋臂。這種方法的優(yōu)勢在于使用正半周同相二極管中點箝位三電平(NPC)逆變器是一種開發(fā)最早、較為成熟的多電平逆變器拓撲，目前已廣泛應(yīng)用于高壓變頻調(diào)速、柔性輸配電系統(tǒng)及高壓直流輸電系統(tǒng)等場合。NPC逆變器的控制方式有多種，如雙極性正弦脈寬調(diào)制、三角載波層疊式SPWM、電壓空間矢量脈寬調(diào)制(SVPW-M)、特定諧波消除脈寬調(diào)制(SHEPWM)等。通過這些控制方式，NPC逆變器可得到單相三電平或線電壓五電平的輸出電壓，可以較好地解決開關(guān)管開關(guān)頻率和開關(guān)容量間的矛盾。
正弦波脈寬調(diào)制技術(shù)目前已經(jīng)得到非常普遍的應(yīng)用。眾所周知，多電平逆變器的性能很大程度取決于所采用的控制策略?；谳d波的PWM技術(shù)來源于兩電平SPWM技術(shù)，其最顯著的優(yōu)點在于實現(xiàn)簡單。它既可以模擬實現(xiàn)，又可以數(shù)字實現(xiàn)，特別是當電平數(shù)越高時，與空間矢量調(diào)制(SWPWM)相比，其優(yōu)點更加明顯。
本文分析了基于三角載波層疊式SPWM技術(shù)的工作原理。并通過Matlab／Simulink仿真軟件對調(diào)制算法進行了仿真驗證。在此基礎(chǔ)上提出了一種便于實現(xiàn)且適用于三電平逆變器的簡化型三角載波調(diào)制策略。文中詳細介紹了控制算法的原理，導出了占空比計算公式，并利用TMS-320F2812DSP完成了控制軟件的編寫。最后通過脈沖波形圖驗證了上述三電平逆變器調(diào)制策略的正確性，為以后的系統(tǒng)級實驗奠定了基礎(chǔ)。
1 三電平拓撲結(jié)構(gòu)與調(diào)制原理
三電平逆變器有多種拓撲形式，其中“二極管箝位(Diode-Clamped)逆變電路”是多電平逆變電路拓撲中發(fā)展最早的一種，又稱為中點箝位逆變電路(Neutral Point Clamped)。它由日本學者A．Nabae最早提出，這種電路在兩個開關(guān)器件串聯(lián)的基礎(chǔ)上加入了一對中性點箝位二極管構(gòu)成?？赏ㄟ^對每項4個開關(guān)主管的控制得到三電平的控制電壓輸出。
圖l所示是一種二極管箝位式三電平逆變器的拓撲結(jié)構(gòu)?？梢钥闯觯娖侥孀兤髅恳幌嘈枰?個主開關(guān)管Tl～T4、4個反并聯(lián)的續(xù)流二極管Dl～D4、2個箝位二極管Dl和D2、2個支撐電容C1和C2。其中，電容C1和C2為變換電路提供了2個相同的直流電壓，Ed／2為一組電容兩端電壓，0為中性點，所有二極管都要求與功率開關(guān)有相同的耐壓等級，平均每個主管承受的正向阻斷電壓為Ed／2；輸出相電壓定義為輸出端(U、V、W)與中性點0之間的電壓。
正弦波脈寬調(diào)制技術(shù)目前實際上已經(jīng)得到非常普遍的應(yīng)用。根據(jù)兩個三角載波的相位關(guān)系，三角載波又可以分為載波反相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相反)和載波同相層疊PWM控制法(即兩個三角載波的相位相同)。現(xiàn)以圖1所示的三相二極管三電平逆變器的a相橋臂為例，其載波反相層疊PWM控制方法的工作波形如圖2所示。
載波反相層疊調(diào)制算法一般采用同相位分布在縱坐標正、負半周上的兩列三角載波與正弦調(diào)制波進行調(diào)制比較的方式。其中正半周的三角載波與正弦調(diào)制波進行調(diào)制生成互補的兩列控制脈沖分別用于控制Tl和T3；負半周載波與正弦波進行調(diào)制生成互補的兩列控制脈沖用于控制T2和T4，其電壓調(diào)制方式見圖2。用正弦波與三角波進行比較，可在正弦波瞬時值大于三角的部分產(chǎn)生輸出電壓的PWM脈沖列，小于部分產(chǎn)生輸出電壓的零脈沖。由于兩列三角波是反相的，也就是說，它們對稱于坐標橫軸，因此，通過正弦波與三角波進行比較產(chǎn)生的輸出電壓的PWM波形是正半周與副半周相同的。
當三相二極管箝位逆變器采用載波反相層疊PWM控制法時，三個相的三角載波相同，只需將調(diào)制波換成三相對稱的正弦波電壓Ua，Ub，Uc即可，圖3所示是兩種載波調(diào)制波形。
由圖2可知，載波反相層疊輸出的矩形脈沖具有對稱性。通過雙重傅里葉變換導出載波反向?qū)盈BPWM控制法的三電平NPC逆變器輸出電壓Ua的表達式為：
這也是載波反向?qū)盈BPWM控制方法相對于同相層調(diào)制的一個優(yōu)點所在。
根據(jù)式(1)可知，采用載波反向?qū)盈BPWM控制方法的三電平NPC逆變器輸出電壓的諧波有如下特點：
①恒定分量(直流分量)為零；
②基波為MEsinωt／4且不含基帶諧波；
③不含載波和載波諧波；
④只存在n為奇數(shù)的載波上下邊頻諧波。
載波同相層調(diào)制算法與上述完全一致，不同的只是上下三角載波為同相位，如圖3(b)所示。由于其輸出電壓推導式比較復雜。下面將給出仿真結(jié)果并進行定性分析。
2 仿真模型
對上述兩種調(diào)制算法進行matlab的仿真研究時，可先建立如圖4所示的三電平系統(tǒng)仿真模型。本系統(tǒng)的載波頻率為5000 Hz，正弦調(diào)制信號頻率為50 Hz，調(diào)制度設(shè)為0．9。帶1000 W負載，直流端電壓為120 V。
由兩種調(diào)制方式下的FFT分析可得出如下結(jié)論：
①載波同相層疊PWM控制法與載波反相層疊PWM控制法的輸出相電壓均是由基波和載波上下邊頻諧波組成，它們均不含恒定分量和基帶諧波，但是，同相層疊PWM控制法含有載波和奇次載波諧波；
②對于載波同相層疊，在輸出相電壓中的諧波能量主要集中在載波頻率處，該處的諧波幅值較大，其它的諧波主要是以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，幅值較?。?br />
③對于載波反相層疊，在相電壓和線電壓中均無載波諧波，但均存在以載波整數(shù)倍頻率為中心的邊帶諧波，且幅值較大。
3 載波脈沖波形的實現(xiàn)
3．1 調(diào)制算法的簡化
在使用DSP控制芯片實現(xiàn)PWM調(diào)制算法時，可采用載波反相層調(diào)制。為了使實現(xiàn)簡單，可進行等效的調(diào)制算法，就是利用位于正半軸周相位相同的兩列三角載波和兩列相位相反的正弦波分別進行調(diào)制比較，以產(chǎn)生兩對互補的控制脈沖來控制一相橋臂。這種方法的優(yōu)勢在于使用正半周同相位兩列的三角載波進行調(diào)制，能充分利用TMS320F2812DSP中兩組事件管理器模塊的計數(shù)器功能，從而使兩個完全相同的載波可以共用一個計數(shù)器。而兩列相位相反的正弦波相當于在負半周期按照關(guān)于x軸對稱的方法翻轉(zhuǎn)到正半周，在程序中，只需判斷周期性正弦函數(shù)的正負號來進行翻轉(zhuǎn)即可。這種調(diào)制算法與原層疊算法完全等效，非常適合二極管箝位三電平逆變器的控制，而且實現(xiàn)簡單易行。其調(diào)制原理和單相控制脈沖如圖5所示。
3．2 占空比推導
三電平逆變器工作時，每相有三種輸出狀態(tài)，因此，三電平逆變器的輸出相電壓為：
合成正弦波的主要思想就是利用上述直流側(cè)的三種電平，在同一時刻按照就近原則分別選取其中的兩組電平進行組合，并在正弦調(diào)制信號波的正負半周內(nèi)分別合成。
現(xiàn)以A相為例?？梢酝瞥銎湔伎毡萪的計算公式。
其中，Um／Udc=M為調(diào)制幅度。這樣，式(7)就是求得的A相開關(guān)的占空比。
4 軟件設(shè)計流程
本系統(tǒng)的整個控制程序由主程序、初始化子程序和下溢中斷子程序組成。每個載波周期都產(chǎn)生一個下溢中斷，并調(diào)用相應(yīng)的中斷子程序；中斷子程序根據(jù)采樣點(本文設(shè)定0．9度為一個采樣點)來調(diào)用正弦波采樣計算程序，并計算出該時刻正弦調(diào)制波對應(yīng)的值，然后根據(jù)調(diào)制度轉(zhuǎn)化成計數(shù)器的計數(shù)值，以作為比較寄存器的值存在比較寄存器里。三角載波的發(fā)生可通過事件管理器EVA中計數(shù)器1的計數(shù)來模擬。該模塊已經(jīng)為SPWM開辟了周期寄存器、死區(qū)設(shè)置以及比較寄存器等一系列寄存器，而最為方便的是可以對PWM通道的死區(qū)時間進行程序設(shè)定。計數(shù)器可設(shè)置為上升下降模式(從零計數(shù)到周期值，然后降為零)。圖6所示為其軟件程序流程圖。
TMS320F2812片上集成的外圍設(shè)備中有2個事件管理器(EVA、EVB)，每個事件管理器含有3個全比較單元，每個全比較單元有兩路互補的PWM輸出，因此共有12路兩兩互補的PWM輸出，正好對應(yīng)三電平逆變電路的12個主開關(guān)器件。其中的對應(yīng)關(guān)系如表1所列。
此外，為使12路PWM協(xié)調(diào)工作，必須使EVA、EVB同步工作，就好像它們共用一個計數(shù)器，且具有相同的周期比較寄存器的值。由于EVA的比較單元計數(shù)器為GP timerl，EVB的比較單元計數(shù)器為GP timer3，為了使六個比較單元同步工作，就必須使GP timer1和GP timer3同時啟動。但由于一條指令只能啟動一個計數(shù)器，因此，要用連續(xù)兩條啟動指令分別啟動兩個計數(shù)器。TMS320F2812浮點式DSP的最高指令執(zhí)行速度為150 MHz，可使得指令周期縮短到6．67 ns。因此，兩個計數(shù)器雖不能完全同步，但滯后僅為幾個納秒，遠小于2微秒的死區(qū)時間，這對于千赫茲級的開關(guān)頻率來說，可以忽略不計。因此，以單個TMS320F2812控制器為平臺構(gòu)建系統(tǒng)，可以節(jié)約大量的外圍邏輯電路，降低成本，同時可提高系統(tǒng)的可靠性。
本程序的設(shè)計載波頻率為20 kHz，調(diào)制波為50 Hz標準正弦波。DSPF內(nèi)部可將時鐘頻率分頻為60MHz。由于載波周期為50μs，寄存器的值應(yīng)該設(shè)置為1500，幅度調(diào)制比M為0．92，計數(shù)器初始值設(shè)為O。由于載波比為400，所以一個正弦波周期可響應(yīng)400次中斷，實時值與計數(shù)器值比較可產(chǎn)生控制脈沖，再通過死區(qū)單元產(chǎn)生互補的一對MOSFET信號，故可設(shè)置死區(qū)時間為2μs，且刪除小于0．67μs以下的窄脈沖。
按照上述參數(shù)，其實驗驗證結(jié)果如圖7所示。其中，圖7(a)為開關(guān)T1、T3的互補關(guān)系； (b)為開關(guān)T1、T2在一個正弦波周期內(nèi)按照正負交替導通作用； (c)為其互補信號的死區(qū)時間。
5 結(jié)束語
本文分析了兩種常見的載波調(diào)制方法及其仿真驗證；并采用TMS320F2812 DSP作為系統(tǒng)的控制芯片，改進并簡化了傳統(tǒng)的層疊三角載波脈寬調(diào)制方法，同時利用改進的算法編制了一套DSP的控制程序。實驗結(jié)果表明，改進后的算法使得DSP編程非常容易，且脈沖序列工作穩(wěn)定。是一種適用于中、大功率變頻器等裝置的功率模塊設(shè)計方案，對工程應(yīng)用有較強的指導意義。
