基帶系統(tǒng)是不經(jīng)過(guò)調(diào)制解調(diào)的系統(tǒng)，理想的基帶系統(tǒng)是不存在碼間干擾的，從理論上講應(yīng)當(dāng)是滿足奈奎斯特準(zhǔn)則的系統(tǒng)，在實(shí)際中可以利用眼圖的觀測(cè)來(lái)判斷基帶系統(tǒng)的抗碼間干擾能力，本文在SIMULINK下對(duì)基帶系統(tǒng)進(jìn)行設(shè)計(jì)仿真，利用眼圖分析了噪聲對(duì)系統(tǒng)性能的影響。

1 基帶系統(tǒng)的理論分析
1．1 基帶系統(tǒng)傳輸模型及工作原理
    基帶系統(tǒng)傳輸模型如圖1所示。

    1)系統(tǒng)總的傳輸特性為H(ω)=GT(ω)C(ω)GR(ω)，n(t)是信道中的噪聲。
    2)基帶系統(tǒng)的工作原理：信源是不經(jīng)過(guò)調(diào)制解調(diào)的數(shù)字基帶信號(hào)，信源在發(fā)送端經(jīng)過(guò)發(fā)送濾波器形成適合信道傳輸?shù)拇a型，經(jīng)過(guò)含有加性噪聲的有線信道后，在接收端通過(guò)接收濾波器的濾波去噪，由抽樣判決器進(jìn)一步去噪恢復(fù)基帶信號(hào)，從而完成基帶信號(hào)的傳輸。
1．2 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)中的碼間干擾及噪聲干擾
    碼間干擾及噪聲干擾將造成基帶系統(tǒng)傳輸誤碼率的提升，影響基帶系統(tǒng)工作性能。
    1)碼間干擾及解決方案
    碼間干擾：由于基帶信號(hào)受信道傳輸時(shí)延的影響，信號(hào)波形將被延遲從而擴(kuò)展到下一碼元，形成碼間干擾，造成系統(tǒng)誤碼。
    解決方案：
    ①要求基帶系統(tǒng)的傳輸函數(shù)H(ω)滿足奈奎斯特第一準(zhǔn)則：
   
    若不能滿足奈奎斯特第一準(zhǔn)則，在接收端加入時(shí)域均衡，減小碼間干擾。②基帶系統(tǒng)的系統(tǒng)函數(shù)H(ω)應(yīng)具有升余弦滾降特性。如圖2所示。這樣對(duì)應(yīng)的h(t)拖尾收斂速度快，能夠減小抽樣時(shí)刻對(duì)其他信號(hào)的影響即減小碼間干擾。

    2)噪聲干擾及解決方案
    噪聲干擾：基帶信號(hào)沒有經(jīng)過(guò)調(diào)制就直接在含有加性噪聲的信道中傳輸，加性噪聲會(huì)疊加在信號(hào)上導(dǎo)致信號(hào)波形發(fā)生畸變。
    解決方案：
    ①在接收端進(jìn)行抽樣判決；②匹配濾波，使得系統(tǒng)輸出性噪比最大。

2 基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)方案
2．1 信源
    1)常見的基帶信號(hào)波形有：?jiǎn)螛O性波形、雙極性波形、單極性歸零波形和雙極性歸零波形。雙極性波形可用正負(fù)電平的脈沖分別表示二進(jìn)制碼“1”和“0”，故當(dāng)“1”和“O”等概率出現(xiàn)時(shí)無(wú)直流分量，有利于在信道中傳輸，且在接收端恢復(fù)信號(hào)的判決電平為零，抗干擾能力較強(qiáng)。而單極性波形的極性單一，雖然易于用TTL，CMOS電路產(chǎn)生，但直流分量大，要求傳輸線路具有直流傳輸能力，不利于信道傳輸。
    2)歸零信號(hào)的占空比小于1，即：電脈沖寬度小于碼元寬度，每個(gè)有電脈沖在小于碼元長(zhǎng)度內(nèi)總要回到零電平，這樣的波形有利于同步脈沖的提取。
    3)基于以上考慮采用雙極性歸零碼——曼徹斯特碼作為基帶信號(hào)。
2．2 發(fā)送濾波器和接收濾波器
    基帶系統(tǒng)設(shè)計(jì)的核心問題是濾波器的選取，根據(jù)1．2的分析，為了使系統(tǒng)沖激響應(yīng)h(t)拖尾收斂速度加快，減小抽樣時(shí)刻偏差造成的碼間干擾問題，要求發(fā)送濾波器應(yīng)具有升余弦滾降特性；要得到最大輸出信噪比，就要使接收濾波器特性與其輸入信號(hào)的頻譜共扼匹配同時(shí)系統(tǒng)函數(shù)滿足：H(ω)=GT(ω)GR(ω)考慮在t0時(shí)刻取樣，上述方程改寫為  H(ω)=GT(ω)，GR(ω)，于是求解出，因此，在構(gòu)造最佳基帶傳輸系統(tǒng)時(shí)要使用平方根升余弦濾波器作為發(fā)送端和接收端的濾波器。
2．3 信道
    信道是允許基帶信號(hào)通過(guò)的媒質(zhì)，通常為有線信道，如市話電纜、架空明線等。信道的傳輸特性通常不滿足無(wú)失真?zhèn)鬏敆l件，且含有加性噪聲。因此本次系統(tǒng)仿真采用高斯白噪聲信道。
2．4 抽樣判決器
    抽樣判決器是在傳輸特性不理想及噪聲背景下，在規(guī)定時(shí)刻(由位定時(shí)脈沖控制)對(duì)接收濾波器的輸出波形進(jìn)行抽樣判決，以恢復(fù)或再生基帶信號(hào)。抽樣判決關(guān)鍵在于判決門限的確定，由于本次設(shè)計(jì)采用雙極性碼，故判決門限為0。

3 SINULINK下基帶系統(tǒng)的設(shè)計(jì)
    SIMULINK是MATLAB提供的用于對(duì)動(dòng)態(tài)系統(tǒng)進(jìn)行建模，仿真和分析的工具包，它提供了專門用于顯示輸出信號(hào)的模塊，可以在仿真過(guò)程中隨時(shí)觀察仿真結(jié)果。同時(shí)，通過(guò)存儲(chǔ)模塊仿真數(shù)據(jù)可以方便地以各種形式存儲(chǔ)到工作區(qū)和文件中，供用戶對(duì)數(shù)據(jù)分析和處理，另外，IMULINK把具有特定功能的代碼組織成模塊的方式，這些模塊可以組織成具有等級(jí)的子系統(tǒng)，本次設(shè)計(jì)正利用SIMULINK所具有的模塊組織能力來(lái)構(gòu)建基帶系統(tǒng)，來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)系統(tǒng)工作過(guò)程的仿真。
3．1 信源的生成——曼徹斯特碼
    曼徹斯特的編碼規(guī)則是這樣的，即將二級(jí)制碼“1”編成“10"，將“0”碼編成“01”，在這里由于采用了二進(jìn)制雙極性碼，則將“1”編成“+1-1”碼，而將“0”碼編成“-1+1”碼。根據(jù)2．1小節(jié)的理論分析，采用SIMULINK中的bernoulli binary generator(不歸零二進(jìn)制碼生成器)、pulse generator(脈沖生成器)、constant(常數(shù)源模塊)、switch(開關(guān)電路)、scope(示波器)構(gòu)成曼徹斯特碼的生成電路。模型連接方法如圖3所示。

    模塊參數(shù)設(shè)置：bernoulli binary generator(不歸零二進(jìn)制碼生成器)的Prpbability of a zero(零碼概率)設(shè)為0．5，sample time(采樣時(shí)間)設(shè)為0．5，pulse generator(脈沖生成器)的pulse width(％of period)(脈沖寬度)設(shè)為50％，占空比為1／2，Attitude(幅度)設(shè)為1，phase delay(相位延遲)設(shè)為0，表示不經(jīng)過(guò)延遲，起始時(shí)刻發(fā)10碼，switch(開關(guān)電路)的threshold(門限)設(shè)為0．5。constant(常數(shù)源輸出)設(shè)置為1，輸出常數(shù)1，設(shè)置為-1，輸出-1。
    switch模塊中3個(gè)輸入分別接如圖3所示的3個(gè)信號(hào)，當(dāng)輸入的第2個(gè)信號(hào)(二進(jìn)制碼)大于switch的門限值0．5時(shí)，輸出為1，當(dāng)輸入的第2個(gè)信號(hào)(二進(jìn)制碼)小于switch的門限值0．5時(shí)，輸出為0。此時(shí)，單極性不歸零碼經(jīng)過(guò)switch電路后成為雙極性不歸零碼(+1-1+1…)，pulse generator用于產(chǎn)生占空比為1／2的單極性歸零脈沖(10)，經(jīng)過(guò)switch開關(guān)電路后成為雙極性歸零脈沖(+1-1)，兩路雙極性信號(hào)成為乘法器product的輸入，相乘后的結(jié)果是：第1路不歸零碼的1碼與第2路(+1-1)碼相乘得到(+1-1)，第1路-1碼與第2路(+1-1)碼相乘得到(-1+1)碼，這就是曼徹斯特碼。
3．2 傳輸模塊的實(shí)現(xiàn)
    為了減小碼間干擾，在最大輸出信噪比時(shí)刻輸出信號(hào)，減小噪聲干擾，傳輸模塊由Square root Raised Cosine Transmit Filter(平方根升余弦傳輸濾波器)、AWGN Channel(高斯信道)、Square root Raised Cosine Receive Filter(平方根升余弦接收濾波器)模塊組成，其設(shè)計(jì)框圖如圖4所示。

    模塊參數(shù)設(shè)置：SqIlare root Raised Cosine Filter(平方根升余弦濾波器)的attitude(幅值)設(shè)為1，Period(周期)設(shè)為0．5，pulse width(脈沖寬度)設(shè)為50％，Phase delay(相位延遲)設(shè)為0。AWGN Channel(高斯信道)的Initial seed(起始速度)設(shè)為67，mode(模式)設(shè)為Eb／No(信噪比)，Eb／No設(shè)為100，Number of bits per symbor(每秒比特?cái)?shù))設(shè)為1，Imput symbolpower(輸入功率)設(shè)為1，Symbol period(信號(hào)周期)為1。
    發(fā)送端平方根升余弦傳輸濾波器用于對(duì)輸入信號(hào)濾波成型，高斯信道中含有高斯白噪聲，滿足基帶系統(tǒng)信道特征，接收端平方根升余弦接收濾波器用于匹配濾波，得到最大輸出信噪比。
3．3 抽樣判決
    利用switch2、pulse generatorl、productl構(gòu)成抽樣判決電路，并對(duì)曼徹斯特碼解碼，其抽樣判決電路及極性轉(zhuǎn)換電路如圖5所示。

    模塊參數(shù)設(shè)置：switch2的判決門限設(shè)為0，pulse generatorl的占空比為50％，相位延遲為0。
    輸入信號(hào)經(jīng)switch2被抽樣判決，當(dāng)信號(hào)大于0時(shí)輸出為1，當(dāng)信號(hào)小于0時(shí)輸出為-1，pulse Generatorl(脈沖生成器)的輸出信號(hào)(101010 …)作為第2路信號(hào)與第1路switch2輸出信號(hào)相乘，結(jié)果是：第1路為(+1-1)時(shí)與第2路(10)相乘得到(+10)，第1路為(-1+1)時(shí)與第2路(10)相乘得到(-10)，完成對(duì)曼徹斯特碼的解碼。
    解碼后的信號(hào)是占空比為50％的雙極性歸零碼，經(jīng)integer Delay(整數(shù)延遲)將占空比轉(zhuǎn)換為100％，成為歸零碼，再經(jīng)過(guò)switch3(開關(guān)電路)將雙極性碼轉(zhuǎn)換成單極性碼，得到與信源相同的碼型。
3．4 基帶傳輸系統(tǒng)設(shè)計(jì)總圖及各點(diǎn)輸出波形
    基帶傳輸系統(tǒng)的統(tǒng)計(jì)總圖以及傳輸過(guò)程中的各點(diǎn)波形分別如圖6、圖7所示。

    從圖7的波形來(lái)看，傳輸是有效的。第1行波形是待傳輸?shù)幕鶐盘?hào)，第2行波形是經(jīng)過(guò)曼徹斯特編碼模塊后產(chǎn)生的曼徹斯特碼，第3行波形是經(jīng)過(guò)接受濾波器后的波形，是一個(gè)連續(xù)信號(hào)，第4行波形是對(duì)第3行波形經(jīng)過(guò)抽樣判決后得到的雙極性的二進(jìn)制碼，第5行波形是經(jīng)極性轉(zhuǎn)換后得到的二進(jìn)制碼，與第1行的基帶信號(hào)比較，結(jié)果相同，只是延遲了2個(gè)碼元，這說(shuō)明所設(shè)計(jì)的基帶系統(tǒng)沒有產(chǎn)生誤碼，達(dá)到了抗碼間干擾和抗噪聲干擾的目的。
3．5 眼圖觀測(cè)結(jié)果
    圖8為接收濾波器觀察到的眼圖，從圖8可看出，在信噪比為100 dB下觀察眼圖，“眼睛”睜開的角度很大，且沒有“雜線”，說(shuō)明系統(tǒng)在該信噪比下具有很好的抗碼間干擾能力。

4 結(jié)束語(yǔ)
    本次設(shè)計(jì)采用平方根升余弦濾波器作為發(fā)送端和接收端濾波器，可以實(shí)現(xiàn)匹配濾波、減小系統(tǒng)碼間干擾，采用抽樣判決電路恢復(fù)重建信號(hào)，抵抗噪聲干擾。在SIMULINK下搭建系統(tǒng)，示波器觀測(cè)到的各點(diǎn)波形及眼圖的觀測(cè)的結(jié)果得出：基帶系統(tǒng)的設(shè)計(jì)達(dá)到了預(yù)期要求，且具有較好的抗碼間干擾能力。