引言
采用MSK 調制的跳頻通信具有主瓣能量集中、旁瓣衰落滾降快、頻譜利用率高和抗干擾能力強等優(yōu)點，在軍事通信中應用廣泛。如美軍現(xiàn)役的聯(lián)合戰(zhàn)術信息分發(fā)系統(tǒng)采用的通信信號，工作帶寬969~1 206 MHz，跳頻速率為70000 多跳/ s， 單個頻點駐留時間約為13 s，信號持續(xù)時間* s， 總共有51個間隔為3 MHz 的信道，碼速率為5 MHz。已知在該工作頻段內主要還存在單頻、窄帶調幅和線性調頻等信號。為了準確截獲并識別目標信號，針對此信號環(huán)境設計了一種MSK 信號檢測識別方法，并使用FPGA 進行了設計實現(xiàn)。
1 算法設計
1.1 寬帶跳頻信號實時檢測算法
用現(xiàn)代技術來實現(xiàn)寬帶數(shù)字化接收的一個實用的方法是通過信道化技術，實現(xiàn)信道化通常的方法是采用快速傅里葉變換（FFT）。利用FFT技術比用單個濾波器設計法更容易實現(xiàn)，因為FFT所需要的運算量更少。
某個由FFT運算輸出的頻率分量，可以看成輸入信號與某個脈沖函數(shù)的卷積。因此可以把FFT的每個輸出看成濾波器的脈沖響應函數(shù)與輸入信號的卷積。為了處理一個連續(xù)的輸入信號。必須在不同時刻對各段數(shù)據(jù)進行FFT處理。通常，起始點記為n = 0，數(shù)據(jù)段可以滑動M點，相應的FFT可以寫成：
M 的值必須隨著輸入信號連續(xù)變化，這種運算也叫作短時傅里葉變換（STFT）。
FFT的長度和重疊點數(shù)是非常重要的參數(shù)，這些參數(shù)與最小脈寬和頻率分辨率有關，它們決定了接收機的靈敏度。若FFT的長度為N，信號的采樣頻率為f s，那么經(jīng)FFT計算后，信號的頻率分辨率為：
數(shù)據(jù)重疊點數(shù)決定了時間分辨率和處理的最短脈寬，數(shù)據(jù)重疊率越高，則時間分辨率越高。
本設計中使用STFT 的方法實現(xiàn)一個粗測頻引導數(shù)字接收機，為覆蓋整個跳頻帶寬，采用700 MHz采樣率對目標信號進行采樣，粗測頻引導精度在1 MHz以內，因此FFT長度選擇為1 024 點，數(shù)據(jù)重疊率50%，保證時間分辨率在1 s 之內。
利用粗測頻接收單元的檢測結果去引導一個精測單元，可以對目標信號進行更為精確的測量和識別。精測單元采用數(shù)字正交下變頻的實現(xiàn)方法，數(shù)字本振頻率隨粗測引導結果而設置，變頻后的帶寬依據(jù)目標信號而確定。
1.2 MSK 信號識別算法
MSK 信號可以寫成：
式中，Tb 為碼元周期，θk 是第k 個碼元的相位常數(shù)，取值為nπ， Pk 為二進制雙極性碼元，取值為 1，所以MSK 信號相位分段線性變化，每個碼元周期內相對前*元載波相位上升或下降π/2
根據(jù)三角函數(shù)展開，設θk 起始參考值為0，得：
又根據(jù)Ik= 1, Qk= 1, 令f L= f c-14Tb, f H=f c+14Tb,MSK 信號經(jīng)過平方環(huán)可得：
可知，MSK 信號經(jīng)過平方運算后，含有2f L 和2fH兩個離散頻率分量，反映在FFT幅度譜上，在這2 個頻點上存在2 個明顯的譜峰，2 個譜峰的距離為1 個碼元速率，并且距離2 倍載頻處均為碼元速率的一半。這些特征是此頻段內其他信號不具備的，可以根據(jù)這些特征對MSK 進行有效的識別。因此，將經(jīng)過正交下變頻的信號進行平方運算，確定信號出現(xiàn)后對其平方的結果進行FFT處理計算幅度譜，再對譜峰點進行分析即可完成MSK 信號的識別。
2 算法的FPGA 實現(xiàn)
2.1 算法實現(xiàn)
跳頻MSK 信號檢測識別的實現(xiàn)框圖如圖1 所示，采用FPGA 實現(xiàn)，包括短時傅里葉變換（STFT） 粗測頻引導、數(shù)字正交下變頻、平方運算和幅度譜分析等主要模塊。STFT 粗測頻引導在寬帶條件下進行實時的信號檢測和頻率粗測，測量的結果引導數(shù)字正交下變頻模塊，對信號進行變頻、濾波和抽取，得到低采樣速率的零中頻數(shù)據(jù)，平方運算模塊對零中頻數(shù)據(jù)進行平方處理，在確定存在信號后，對平方運算模塊的輸出進行FFT運算得到信號的幅度譜，通過幅度譜分析模塊得到最終的識別結果。
2.2 高速STFT 實現(xiàn)
為了覆蓋整個跳頻帶寬，中頻信號的采樣率設為700MHz， 而FPGA 無法直接處理這樣高速率的數(shù)據(jù)，因此需要采用多路并行處理，即將中頻采樣信號分成4 路，每路175 MHz， 這使得在FPGA 中運算成為可能。相應的FFT運算也需要多個運算模塊并行處理，這樣的代價便是增加了硬件資源消耗。數(shù)據(jù)接收及FFT處理的實現(xiàn)框圖如圖2 所示。
要實現(xiàn)50%的數(shù)據(jù)重疊處理，需要2 個圖2 所示的模塊，這樣粗測頻引導模塊就需要8 個1 024 點FFT運算單元，在FPGA 中使用FFT的IP 核實現(xiàn)。
完成FFT處理后需要進行幅度譜計算和譜峰提取，通過對譜峰的能量檢測進行是否存在信號的判斷，并根據(jù)譜峰位置得到粗測頻結果，以此引導正交下變頻模塊。
2.3 數(shù)字正交下變頻的實現(xiàn)
數(shù)字正交下變頻模塊根據(jù)前面得到的引導信息，設置合適的數(shù)字本振頻率值，將信號搬移到零中頻，并對信號進行低通濾波和抽取，得到低采樣率的零中頻數(shù)據(jù)，以方便后續(xù)處理。數(shù)字正交下變頻采用基于多相抽取濾波器的多路并行結構，實現(xiàn)如圖3所示。
2.4 信號識別的實現(xiàn)
信號識別的主要模塊是平方運算和信號的幅度譜分析。為了體現(xiàn)MSK 信號的特征，對經(jīng)過正交下變頻得到的數(shù)據(jù)進行平方運算。如果直接對數(shù)據(jù)進行常規(guī)的平方處理，結果會產生零頻分量，對后續(xù)處理造成不利影響。為了消除這種影響，需要將正交的復數(shù)據(jù)進行坐標變換，轉變成幅度和相位的表示形式。這樣再進行平方運算時，保持幅度值不變，相位值變成原來的2 倍并經(jīng)過相位解卷繞處理，最后再經(jīng)過坐標反變換，得到經(jīng)過平方運算的復數(shù)據(jù)。
坐標變換可采用計算器（CORDIC） 運算IP 核實現(xiàn)，有利于節(jié)省硬件資源，提高運算效率。
幅度譜分析模塊通過粗測頻引導確定信號到來，對經(jīng)過平方運算的零中頻數(shù)據(jù)進行FFT處理，得到信號的幅度譜。進行譜分析時按照如下步驟：
?、?提取過檢測門限的譜峰點；
② 確定最大譜峰的位置；
?、?確定距離最大譜峰位置左右5 MHz 處是否存在與最大譜峰值相差不大的譜峰；
?、?檢測2 個譜峰連線的中點位置是否是2 倍的有效信道載頻頻點。
經(jīng)過以上步驟，完成了MSK 信號的識別。
3 試驗結果
為了驗證算法實現(xiàn)是否能正確截獲并識別MSK 目標信號，使用泰克公司的任意信號發(fā)生器AWG7122B 模擬產生了目標信號環(huán)境，并使用硬件平臺進行了接收測試，為了便于觀察計算結果，使用Xilinx 公司的在線邏輯分析儀軟件ChipScope 截取了FPGA 內部的運算數(shù)據(jù)和結果。
使用任意信號發(fā)生共設置了3 個信號，
信號1參數(shù)如下：
信號形式： 脈沖；
信號時長： * s;
信號間隔： 13 s;
脈內調制：MSK;
碼元速率： 5 MHz;
信號2 的參數(shù)如下：
信號形式： 單頻脈沖；
信號時長： 5 s;
信號間隔： 50 s;
信號3 的參數(shù)如下：
信號形式： 脈沖；
信號時長： 8 s；
信號間隔： 300 s；
脈內調制： 線性調頻；
帶寬： 1 MHz。
其中MSK 信號設置為脈沖間頻率跳變，跳頻點3 個，間隔30 MHz, 單頻脈沖信號跳頻點6 個，間隔10MHz, 線性調頻信號載頻固定。
在FPGA 中經(jīng)過相應處理得到3 種信號的譜分析結果，應用ChipScope 軟件可在線獲得FPGA 內部數(shù)據(jù)，將數(shù)據(jù)導入MATLAB 處理后得到3 種信號的幅度譜圖，如圖4、圖5 和圖6 所示。
試驗結果表明，該設計能夠實現(xiàn)對目標信號的實時截獲和準確識別。
4 結束語
該文提出了一種FPGA 可實現(xiàn)的跳頻MSK 信號實時截獲和識別的設計方案，經(jīng)過試驗證明，可以對寬帶跳頻信號進行實時的截獲，并能夠對其中的MSK 目標信號完成準確識別，可應用于針對特定目標的通信偵察系統(tǒng)，具有較高的應用價值。