作為漸變槽線天線中的代表性類型，1979年由GIBSON P J提出的指數(shù)漸變槽線天線(Vivaldi)具有寬頻帶、高增益、波束對稱和容易集成等特點[1]。但是目前國內、外對這種天線的研究大多集中在UWB規(guī)定的頻段，對UHF波段的應用還沒有深入研究[2-4]。本文設計一種UHF頻段的輕型化、高增益、寬頻帶的Vivaldi天線，能有效覆蓋多個頻段。

   
    本文對傳統(tǒng)設計進行了改進，通過仿真實驗，槽線的寬端開口H約為六分之一介質波長68.5 mm時，天線在350 MHz時的特性沒有受到明顯影響，而且也能有效地減少介質基板的尺寸。而槽線窄端開口WSL考慮加工精確度取1.4 mm。微帶饋線寬度與扇形短截線、圓形諧振腔各參數(shù)利用仿真軟件優(yōu)化，最后確定整個天線的結構參數(shù)如表1所示。

    通過Ansoft HFSS 11軟件建立UHF波段Vivaldi天線模型，介質基板正面為帶指數(shù)漸變槽線、等寬度槽線和圓形諧振腔的金屬層，背側為微帶饋線和扇形微帶短截線組成的饋電結構。根據(jù)該模型計算得到的駐波比如圖1所示。

     由于有限元算法只有在相鄰未知量之間才發(fā)生直接相互作用，仿真時設置的頻率范圍越大，離中心頻率越遠，誤差越大。因此，Ansoft HFSS11寬帶仿真時，需將掃頻范圍劃分為若干段分別進行仿真，確保數(shù)值色散誤差值降到最小。天線的仿真頻率范圍設置為200 MHz～400 MHz、 400 MHz～700 MHz、700 MHz～900 MHz和900 MHz～1.3 GHz。從駐波曲線合成圖(圖1)中可以看出，在頻率范圍的結合部駐波曲線一般是不連續(xù)的，進一步說明了前面關于有限元算法的誤差問題。天線在200 MHz～1.3 GHz頻段上VSWR均在2.5以下，可基本滿足工程需要。特別地，在655 MHz和960 MHz附近,駐波分別達到1.035和1.061 1。
2 加載柵欄Vivaldi天線的仿真分析
    通過對前面仿真數(shù)據(jù)的分析，發(fā)現(xiàn)天線的理想諧振頻率發(fā)生頻率偏移往高頻端走，需要通過改變結構來拉低諧振頻段。本文根據(jù)參考文獻[5]中的方法，在不改變原設計尺寸的前提下，在天線金屬貼片兩側開上多條幾何對稱柵欄，以改善天線在低頻端的VSWR特性，提高天線增益。
    柵欄的深淺會影響金屬表面電流的分布，柵欄太深會使電流從中間的漸變段直接流向柵欄，向側翼輻射，從而影響主方向上的輻射效果。但深度不夠對改善天線輻射、提高增益效果不明顯，所以柵欄深度的選擇很重要。從天線漸變槽線的結構分析可知，離諧振腔位置較近的中間槽線部分附近的電流分布較多，而槽線寬端離饋電結構稍遠，電流分布相對較少些，應盡量不破壞。為改善低頻端性能，在天線金屬貼片兩側開不同深度的柵欄，中間段的柵欄深度較深是為了把電流盡可能地集中在槽線上。靠近最大開口處的柵欄深度較淺是為了不破壞漸變槽終端的電流分布。
     通過對柵欄的數(shù)目、寬度、深度以及位置的不斷優(yōu)化，最后確定天線形式如圖2所示。第一個柵欄距漸變槽線終端為30 mm，每個柵欄的寬度均為30 mm，其深度依次為90 mm、115 mm和140 mm。從仿真計算中可以證實柵欄可抑制邊緣電流，并減少邊緣處的電場強度，可有效改善天線的整體輻射特性。

    圖3為結構改進前后天線駐波對比圖(實線為加柵欄，虛線為未加柵欄)?？梢钥闯?，天線的VSWR特性得到顯著的改善。從305 MHz到1 GHz的頻段內，VSWR值均小于2，而在340 MHz時其駐波值最低為1.08,在350 MHz處為1.1。與結構改進前相比，改進后的結構在中間頻段800 MHz附近的駐波值得到了極大改善。此外，在微波通信1.2 GHz時，VSWR值變?yōu)?.3，在可接受的范圍內。所以，加柵欄后的天線駐波特性得到較好的改善。
    在不同頻點金屬貼片上的電流分布情況，如圖4所示。在350 MHz時，柵欄上特別是最深的柵欄處電流分布較多，漸變槽線附近的電流被部分分散，這是因為低頻端電長度相對較小，使得行波效應不明顯，如圖4(a)。隨著頻率的升高，天線的電長度增大，這時天線的電流就集中在漸變槽線附近，行波效應就明顯，同時柵欄的輻射效果隨著頻率的升高逐漸減弱,如圖4(b)、(c)所示。
    天線的端射性能良好，主波束較寬，尾瓣稍顯大。加載柵欄后天線的駐波(VSWR)值和增益(gain)值見表2所示。
    從圖2可以看出,天線金屬貼片兩側的幾何柵欄深淺不一，兩邊呈對稱的梯形，柵欄的間距遠小于四分之一波長，使得天線兩邊形成有規(guī)則的偶極子陣?？拷炀€饋電結構的柵欄起到反射作用，離槽線最大開口處近的柵欄起到引向作用。由此，漸變槽線處的輻射和兩邊的柵欄輻射一起疊加形成整個天線的輻射。這兩種輻射都具有端射的效果，從而極大地改善了天線低頻端的特性。

3 尾部加抗流柵欄Vivaldi天線的仿真分析
　    通過在天線金屬貼片兩側開多條對稱幾何柵欄的方法有助于改善天線的輻射性能。不過，通過對天線E面輻射方向圖的研究，發(fā)現(xiàn)天線的尾瓣較大。結合前面改進的經驗，可對天線結構做進一步改進，以減小后向輻射的尾瓣，進而提高天線的前向輻射性能。改進后天線的模型如圖5所示： (1)在天線金屬貼片的根部開縱向柵欄，形成尾部的抗流結構，將金屬貼片根部的電流束縛到槽線上，減少天線的后向輻射，提高輻射的前后比；(2)同時相應地調整橫向柵欄的數(shù)目、位置、寬度和深度。結合仿真軟件對柵欄參數(shù)進行優(yōu)化，以實現(xiàn)最佳的輻射方向圖，優(yōu)化后的參數(shù)值見表3所示。

    圖6繪制了天線加載橫向柵欄以及縱向尾部柵欄前后駐波值的變化情況。在低頻端350 MHz和高頻端1.2 GHz時，天線前后兩次結構改進的VSWR值相差不大,分別為1.08和1.19。但加尾部抗流柵欄使得中間頻段830 MHz處的駐波特性得到顯著改善，駐波值可降到1.5左右。而在1.2 GHz附近的駐波特性依然保持在1.19。從整體上看在320 MHz～1 GHz頻率范圍內均小于2，第二次改進的結構使天線的駐波特性要優(yōu)于前面兩種結構。
    加載尾部抗流柵欄的天線結構對遠場輻射改善也很明顯。在低頻端的350 MHz處天線的E-面和H-面均有良好的端射特性，增益提高近1.5 dBi，尾瓣明顯被壓縮，E-面半功率波瓣寬度變寬10°，H-面波束變寬20°。中間頻段的830 MHz處天線的E-面主瓣寬度不變，H-面主瓣寬度增加了10°左右，增益提高0.8 dBi。而在1.2 GHz處的尾瓣壓縮明顯，相應E-面主波束寬度變寬4°，H-面為12°，增益提高了0.5 dBi，天線改進前后遠場方向圖的參數(shù)比較列于表4。其中，第二次改進的天線結構前后輻射比要好于第一次改進，說明加載尾部抗流柵欄對減弱天線后向輻射有明顯作用。
    本文選取漸變槽線天線作為研究對象，利用Ansoft HFSS 11仿真軟件對設計天線進行了大量的仿真計算。通過分析天線表面的電流分布，對天線結構進行了優(yōu)化與改進，提出了在金屬貼片上開幾何對稱柵欄和加載尾部抗流結構的方法，提高了天線的增益，改善了整體的電性能，同時確保了天線的寬頻帶特性。
參考文獻
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[3] NIU Z, JIN R. R ＆ D progress on stratopheric communication systems in china[C]. Proceeding on the 4th stratospheric platform systems workshop, SPSW 2003.
[4] STUTZMAN W L, THIELE G A. Antenna theory and design[M]. POSTS TELECOM PRESS, 2006.
[5] LIM T G, ANG H N, ROBERTSON I D, et al. Tapered slot antenna using photonic bandgap structure to reduce substrate effects[J]. Electronics Letters, 2005,41(7):393-394.