隨著現(xiàn)代無線通信系統(tǒng)日益復雜化的發(fā)展，無線基帶通信系統(tǒng)中各模塊的實際性能、延時、功耗等參數(shù)成為基帶設(shè)計的重要考慮因素。Viterbi譯碼器廣泛應(yīng)用于無線局域網(wǎng)和移動通信系統(tǒng)，并且作為基帶系統(tǒng)的重要組成部分，其功耗與性能成為基帶設(shè)計中非常關(guān)鍵的一環(huán)。因此，設(shè)計功耗低、譯碼性能好的Viterbi譯碼器尤為重要。

    傳統(tǒng)的Viterbi譯碼器主要包括支路度量單元(BMU)、加比選單元(ACSU)以及幸存路徑存儲單元(SMU)。其中SMU根據(jù)各狀態(tài)的幸存路徑得出譯碼信息，其實現(xiàn)方法有兩種：寄存器交換法(RE)和追蹤回溯法(TB)。傳統(tǒng)的寄存器交換法需要在譯碼過程中不斷進行寄存器交換存取操作，對于約束長度較大、狀態(tài)數(shù)較多的情況，硬件功耗較大；而追蹤回溯法無需進行復雜的寄存器交換，每一個譯碼時刻只需變動少量RAM，實現(xiàn)功耗較小。因此關(guān)于追蹤回溯法的Viterbi譯碼器研究甚廣[1-3]。但是TB方法的譯碼延時約為RE方法的4倍[4]，無法滿足對實時性要求高的無線通信系統(tǒng)(如無線局域網(wǎng))的性能要求。
    基于對譯碼性能、功耗以及延時的考慮，提出一種新型的指針反饋式低功耗Viterbi譯碼器。該譯碼器采用新的譯碼單元取代SMU，利用譯碼路徑從初始狀態(tài)0開始的特點，通過每一時刻通過不斷更新的唯一狀態(tài)譯碼指針，結(jié)合加比選單元輸出的狀態(tài)譯碼信息，指示出當前時刻的譯碼路徑狀態(tài)走向，并輸出當前譯碼結(jié)果。FPGA實現(xiàn)結(jié)果表明，對于（2，1，7）卷積譯碼延時只為2個時鐘周期，實時性好。此外，該方法實現(xiàn)的譯碼器比傳統(tǒng)的追蹤回溯法譯碼器功耗降低60%，并且實現(xiàn)較好的譯碼性能。
1 指針反饋式Viterbi譯碼基本原理
    傳統(tǒng)的Viterbi譯碼按照最大似然估計原則，通過計算每一時刻可能的路徑值，最終找出一條最大似然路徑作為譯碼輸出路徑。
    本文提出的指針反饋式Viterbi譯碼利用傳統(tǒng)譯碼器每次譯碼從初始狀態(tài)0開始的特點，并且在譯碼過程中，使前一時刻某狀態(tài)只與當前時刻另一狀態(tài)存在一對一指向關(guān)系，從而在每一時刻確定譯碼路徑。與此同時，通過狀態(tài)指針不斷更新當前時刻譯碼路徑上的狀態(tài)，實時輸出譯碼結(jié)果。但是這種方法在遇到輸入序列某區(qū)域存在較多錯碼情況時，很有可能選錯譯碼路徑而導致大面積譯碼錯誤。為了克服上述缺點，卷積編碼器必須做出簡單調(diào)整：當編碼L（L≥4）次后，重新復位輸入，使譯碼重新從狀態(tài)0開始，從而有效阻隔輸入錯碼引起的譯碼錯誤的擴散。在信噪比較高的情況下，該譯碼器能夠在功耗、延時以及性能上得到保證。
    為了更好地說明所提出的Viterbi譯碼器算法，現(xiàn)以約束長度K=3、編碼率r=1/2生成多項式g0=1118，g1=1018，并且以L=10的卷積編碼器對數(shù)據(jù)(01011101001000)進行編碼得到(00,11,10,00,01,10,01,00,10,11,11,10,11,00)，并經(jīng)過噪聲干擾，對該組噪聲數(shù)據(jù)進行軟判決處理，其譯碼過程如圖1所示。根據(jù)狀態(tài)轉(zhuǎn)移關(guān)系，狀態(tài)0或狀態(tài)2可能指向下一時刻的狀態(tài)0或狀態(tài)1。當t=1時，狀態(tài)0與狀態(tài)1幸存路徑均源于t=0時的狀態(tài)0，為了使相鄰時刻狀態(tài)轉(zhuǎn)移不出現(xiàn)分叉情況，此時需要對狀態(tài)0和狀態(tài)1更新后的累計路徑距離進行最小值比較，較小的一方狀態(tài)指向不變，結(jié)果從t=0到t=1，狀態(tài)0指向狀態(tài)0。而原本狀態(tài)0指向狀態(tài)1的情況，改變成狀態(tài)2指向狀態(tài)1（即圖中虛線表示），從而實現(xiàn)相鄰兩時刻之間狀態(tài)轉(zhuǎn)移的單一指向性。為了演示方便，圖1中只給出t≤4時改進后各狀態(tài)幸存路徑情況。另外，從圖中看出譯碼路徑每時刻經(jīng)過的譯碼狀態(tài)的最低位（最低位以下劃線標示）與此刻譯碼比特相同，因此可以采用狀態(tài)指針的方法將其初始化為狀態(tài)0，每一時刻譯出的碼比特反饋更新狀態(tài)指針，進行實時譯碼追蹤。此外，由于L=10，在t=10時，狀態(tài)重新復位到狀態(tài)0，使譯碼器重新從狀態(tài)0出發(fā)以實現(xiàn)連續(xù)譯碼。

2 指針反饋式Viterbi譯碼器整體設(shè)計
    指針反饋式Viterbi譯碼器整體結(jié)果如圖2所示，其中包括支路度量單元(BMU)、改進型加比選單元(MACSU)以及指針反饋追蹤(PFPT)模塊。本文基于802.11a/n，K=7，r=1/2，g0=1338，g1=1718卷積編碼，采用4比特軟判決對譯碼器進行硬件設(shè)計及實現(xiàn)。

2.1 支路度量單元（BMU）
    支路度量單元負責將接收到的編碼數(shù)據(jù)與參考數(shù)據(jù)進行各狀態(tài)支路距離計算。理論上在進行軟判決處理時，支路距離采用歐氏距離計算方法。但是傳統(tǒng)的歐氏距離需要進行開根號與平方操作，因此硬件實現(xiàn)消耗資源高。本文給出一種改良的距離計算方法，數(shù)據(jù)量化范圍從0～15共15個區(qū)間，與參考文獻[5]提出的14個區(qū)間量化相比，計算精度上升。各支路距離的表達式為：


    由式(6)和式(7)以及上述判決算法看出，只需對ΔPM和ΔBM進行簡單的加減法以及取符號位，即可實現(xiàn)狀態(tài)間一一指向關(guān)系，硬件實現(xiàn)復雜度低，并且延時少。實現(xiàn)時，每一時刻MACS輸出的各狀態(tài)更新的累計路徑距離反饋給下一時刻MACS的輸入端進行疊加計算，并且將各狀態(tài)記錄當前判決比特輸出至下一模塊中。
2.3 指針反饋追蹤模塊（PFPT）
    PFPT模塊通過狀態(tài)指針儲存的譯碼狀態(tài)結(jié)合從MACSU輸出的64位判決比特進行狀態(tài)64選1的操作，最終在每一時刻輸出譯碼結(jié)果，并且將譯碼比特反饋更新狀態(tài)指針，用于下一時刻譯碼路徑狀態(tài)的選取。另外，每進行第1節(jié)中提及的L次譯碼時，狀態(tài)指針復位至狀態(tài)0(008)。
3 FPGA實現(xiàn)結(jié)果及譯碼器性能分析
    指針反饋式Viterbi譯碼器對于約束長度大(K≥7)、譯碼狀態(tài)數(shù)較多的情況，其功耗以及性能效果明顯。對第2節(jié)中所述的硬件設(shè)計進行FPGA實現(xiàn)，并且對多種Viterbi譯碼器進行功耗等參數(shù)比較。其結(jié)果如表1和表2所示。

    由表2看出，在相同CMOS工藝情況下，指針反饋式Viterbi譯碼器與參考文獻[6]和參考文獻[7]相比，實現(xiàn)功耗最低；而在相同編碼條件下，本文實現(xiàn)的算法功耗比參考文獻[6]功耗至少降低60%。
    另外，將卷積編碼數(shù)據(jù)經(jīng)過加性高斯白噪聲信道后，對噪聲數(shù)據(jù)進行指針反饋式Viterbi譯碼，其仿真結(jié)果與理想無編碼情況作誤比特率(BER)及信噪比(SNR)對比。其結(jié)果如圖6所示，當SNR在6dB附近時，BER約為10-4；而當SNR≥7.2 dB時，BER=0。因此，該譯碼器在較高SNR時性能較好。

    本文提出了一種指針反饋式Viterbi譯碼器，該譯碼器依靠初始譯碼狀態(tài)從狀態(tài)0開始的特點，相鄰兩時刻各狀態(tài)進行單向一對一轉(zhuǎn)移關(guān)系，并在每時刻通過不斷更新的狀態(tài)指針尋找譯碼路徑上的狀態(tài)，同時輸出譯碼結(jié)果。算法仿真以及FPGA和CMOS綜合結(jié)果表明，該Viterbi譯碼器在信噪比較高時有良好的譯碼性能，同時功耗相對一般譯碼器減少60%，硬件實現(xiàn)資源低，譯碼延時少，因此適合于無線局域網(wǎng)和移動通信等系統(tǒng)硬件實現(xiàn)。
參考文獻
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